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關鍵詞：逆變電源；SPWM；并聯運行；PID控制
中圖分類號：TN99 文獻標識碼：A 文章編號：1006-8937（2016）29-0007-03
1 主電路參數設計與選型
1.1 直流電壓，額定電流與IGBT選型
選擇輸出線電壓有效值為380V+-5%，額定容量100 kVA，故選擇直流電壓、額定電流如下：
本實驗采用Universal Bridge來實現IGBT，如圖1和圖2所示。
1.2 主電路設計與參數
本三相四線電路采取SPWM控制逆變電路，利用正弦波與三角波比較產生的反映正弦波特性的一系列不同寬度的脈沖，這些脈沖序列作為開啟/關閉逆變橋開關器件的信號，使直流電壓變為一系列周期性階梯波，波形在電容的作用下得到近似正弦波的波形，并在輸出濾波電路的作用下最終生成正弦波；本實驗的逆變電路是三相可控全橋式逆變電路，并且由兩個逆變器并聯工作。[1]如圖3、圖4、圖5、圖6和圖7所示。
2 輸出濾波電路參數設計過程
本實驗根據實驗情況，選取阻尼比ξ=0.8，期望自然振蕩頻率？棕=3 500 rad/s，n=10來計算。
5 非線性負載下靜態均流效果仿真與結果分析
5.1 RLC負載
負荷電路圖，如圖9所示。電壓電流波形圖，如圖10所示。電壓諧波分析，如圖11所示。
5.2 二極管負載
負荷電路圖（其中一相），如圖12所示。電壓電流波形圖，如圖13所示，電壓諧波分析，如圖14所示。
6 線性負載變化動態均流效果仿真與結果分析
電路圖，如圖15所示。
電壓電流波形，如圖16所示。
電壓諧波分析，如圖17所示。
參考文獻：
[1] 楊蔭福，段善旭，朝澤云.電力電子裝置及系統第1版[M].北京：清華大學 出版社，2006：66-83.
【關鍵詞】：無工頻變壓器；電路；電源
中圖分類號： TM4 文獻標識碼： A
一、正弦波逆變器的設計要求和主電路形式及參數
1.1逆變電源的設計要求和目標
1）輸出電壓：輸出為單相220VAC（有效值），頻率為50Hz±1Hz。
2）輸出功率：4KW，允許過載20%，既Pomax=4800W。
3）輸出電流：允許失真度為3倍，既在電壓峰值時的電流峰值允許最大為有效值的3倍。最大有效值為Pomax/Voe=4800W/220V≈16.5A。
4）整機效率：設計目標η≥78%。
5）輸入電壓：輸入：110/220V直流電壓波動±15%
1.2主電路形式選擇
1.2.1無工頻變壓器的逆變電源工作原理
逆變電路以PWM方式首先將220VDC電壓逆變成高頻方波，經高頻升壓變壓器升壓，再整流濾波得到一個穩定的直流電壓，比如350VDC。這部分電路實際上是一套直流/直流變換器，既DC/DC或DC-DC。然后，由另一套逆變器以SPWM方式工作，將穩定的直流電壓逆變成有效值稍大于220V的SPWM電壓波形，經LC濾波后，就可以得到有效值為220V的50Hz交流電壓。
1.2.2主電路形式
無工頻變壓器的逆變電源實際上包含兩部分：一套DC/DC和一套SPWM逆變器。DC/DC的設計這里我們不討論。所以，這里只討論SPWM逆變主電路，其電路形式如下圖所示,電源350V。
單相SPWM逆變主電路
1.3 參數設計
1.3.1開關管
逆變器允許輸出峰值電流為
Im=3Iom=3*5.5A=16.5A
所以開關管選擇額定電壓為600V，額定電流30A。
1.3.2 LC濾波
L為工頻電感，電感量可選為1～3mH。為減小噪聲，選閉合鐵芯，如OD型硅鋼鐵芯（400Hz）或鐵粉芯鐵芯。
C為工頻電容，可以選CBB61-10µF-250VAC。
1.4 整體電路（如下圖）
二、逆變控制電路的設計
2.1 SG3525結構框圖和引腳功能
逆變電源控制電路的核心是SPWM發生器。系統采用SG3525來實現SPWM控制信號的輸出，該芯片其引腳及內部框圖如下圖所示。
直流電源Vs從腳15接入后分兩路，一路加到或非門；另一路送到基準電壓穩壓器的輸入端，產生穩定的+5 V基準電壓。+5 V再送到內部(或外部)電路的其它元器件作為電源。
振蕩器腳5須外接電容CT ,腳6須外接電阻RT ,振蕩器頻率f由外接電阻RT和電容CT決定，f=1.18／RTCT ,逆變橋開關頻率定為10kHz，取CT=O．22μF，RT=5 kΩ。振蕩器的輸出分為兩路，一路以時鐘脈沖形式送至雙穩態觸發器及兩個或非門；另一路以鋸齒波形式送至比較器的同相輸入端，比較器的反向輸入端接誤差放大器的輸出。誤差放大器的輸出與鋸齒波電壓在比較器中進行比較，輸出一個隨誤差放大器輸出電壓高低而改變寬度的方波脈沖，再將此方波脈沖送到或非門的一個輸入端。或非門的另兩個輸入端分別為雙穩態觸發器和振蕩器鋸齒波。雙穩態觸發器的兩個輸出互補，交替輸出高低電平，將PWM脈沖送至三極管V1及V2的基極，鋸齒波的作用是加入死區時間，保證V1及V2不同時導通。最后，V1及V2分別輸出相位相差180°的PWM波。
2．2 SPWM調制信號的產生
要得到正弦電壓的輸出，就要使逆變電路的控制信號以SPWM方式控制功率管的開關，所得到的脈沖方波輸出再經過濾波就可以得到正弦輸出電壓。通過SG3525來實現輸出正弦電壓，首先要得到SPWM的調制信號，而要得到SPWM調制信號，必須得有一個幅值在l～3.5V，按正弦規律變化的饅頭波，將它加到SG3525腳2，并與鋸齒波比較，就可得到正弦脈寬調制波實現SPWM的控制電路框圖,如圖下所示。
基準50Hz的方波是由555芯片生成的，用來控制輸出電壓有效值和基準值比較產生的誤差信號，使其轉換成50Hz的方波，經過低頻濾波，得到正弦的控制信號。當電源輸出電壓發生變化時，會改變正弦信號的幅值，使SG3525輸出脈寬也發生相應的變化，這就構成了一個閉合的反饋回路，能有效穩定輸出的波形。
三、其他回路設計
3.1 過電流保護電路
過電流保護采用電流互感器作為電流檢測元件，其具有足夠快的響應速度，能夠在IGBT允許的過流時間內將其關斷，起到保護作用。
從整體電路圖可知，過流保護信號取自CT2，經分壓、濾波后加至電壓比較器的同相輸入端，如上圖所示。當同相輸入端過電流檢測信號比反相輸入端參考電平高時，比較器輸出高電平，使D2從原來的反向偏置狀態轉變為正向導通，并把同相端電位提升為高電平，使電壓比較器一直穩定輸出高電平。同時，該過電流信號還送到SG3525的腳10。當SG3525的腳10為高電平時，其腳11及腳14上輸出的脈寬調制脈沖就會立即消失而成為零。
3.2 驅動電路的設計
驅動電路的設計既要考慮在功率管需要導通時，能迅速地建立起驅動電壓，又要考慮在需要關斷時，能迅速地泄放功率管柵極電容上的電荷，拉低驅動電壓。具體驅動電路如下圖所示。
其工作原理是：
1)當光耦原邊有控制電路的驅動脈沖電流流過時，光耦導通，使Q1的基極電位迅速上升，導致D2導通，功率管的柵極電壓上升，使功率管導通；
2)當光耦原邊無控制電路的驅動脈沖電流流過時，光耦不導通，使Q1的基極電位拉低，而功率管柵極上的電壓還為高，所以導致Q1導通，功率管的柵極電荷通過Q1及電阻R3速泄放，使功率管迅速可靠地關斷。
當然，對于功率管的保護同樣重要，所以在功率管源極和漏極之間要加一個緩沖電路避免功率管被過高的正、反向電壓所損壞。
如需減小電源體積，驅動電路可以選擇IR2110集成芯片。
3.3 欠壓電路
SG3525內部自帶欠壓保護，故不用設計。
四、逆變器的實驗結果
【關鍵字】電力系統諧波；治理方案；弧焊逆變電源
1 諧波簡介
1.1 諧波定義
從嚴格的意義來講，諧波是指電流中所含有的頻率為基波的整數倍的電量，一般是指對周期性的非正弦電量進行傅里葉級數分解，其余大于基波頻率的電流產生的電量。從廣義上講，由于交流電網有效分量為工頻單一頻率，因此任何與工頻頻率不同的成分都可以稱之為諧波。
1.2 諧波產生的原因
由于正弦電壓加壓于非線性負載，基波電流發生畸變產生諧波。主要非線性負載有UPS、開關電源、整流器、變頻器、逆變器等。
1.3 諧波的危害
降低系統容量如變壓器、斷路器、電纜等 ；加速設備老化，縮短設備使用壽命，甚至損壞設備 ；危害生產安全與穩定；浪費電能。
2 諧波治理
目前常用的諧波治理的方法無外乎有兩種，無源濾波、有源濾波，時常輔以無功補償。
2.1 無源濾波
2.1.1 無源并聯濾波器
現有的諧波濾除裝置大都使用無源并聯濾波器，對每一種頻率的諧波需要使用一組濾波器，通常需要使用多組濾波器用以濾除不同頻率的諧波。多組濾波器的使用造成結構復雜，成本增高，并且由于通常的系統中含有無限多種頻率的諧波成分，因此無法將諧波全部濾除。不僅如此，由于并聯濾波器對諧波的阻抗很低，通常會使諧波源產生更大的諧波電流，諧振在不同頻率的濾波器還會互相干擾，例如7次諧波濾波器就可能會放大5次諧波。
工頻是單一頻率，而諧波有無限多種頻率，可見諧波具有無限的復雜性，使用并聯濾波器的方法顯然無法對付無限頻率成分的諧波。
2.1.2 無源串聯濾波器
電感與電容串聯構成的LC串聯濾波器，具有一個阻抗很低的串聯諧振點，由此構造一個串聯諧振點為工頻頻率的串聯濾波器，并將其串聯在線路中，就可以濾掉所有的諧波。
當諧波電流由外網竄入而影響內網負荷設備的正常運行時，在電源與負荷設備之間接入串聯濾波器就可以阻擋諧波保證負荷設備的正常運行。
當諧波由內網設備產生而影響系統時，產生諧波的設備即為諧波源，在諧波源與電源之間接入串聯濾波器就可以使諧波源產生的諧波電流大幅度減小。
當串聯濾波器連接在電源與諧波源之間時，諧波源的輸入電壓波形會發生嚴重畸變，正時這種電壓波形的畸變使得諧波源的電流接近正弦波。這種輸入電壓波形畸變可能會影響諧波源控制電路的正常運行，如果出現控制電路不能正常運行的情況，應該將控制電路的電源改接至串聯濾波器的前端。
2.2 有源諧波濾除裝置
有源諧波濾除裝置是在無源濾波裝置的基礎上發展起來的。
2.2.1 有源濾波裝置的優點
有源濾波裝置能做到適時補償，且不增加電網的容性元件，濾波效果好，在其額定的無功功率范圍內，濾波效果是百分之百的。
2.2.2 有源濾波裝置的缺點
有源濾波裝置由于受到電力電子元件耐壓，額定電流的發展限制，成本極高，其制作也較之無源濾波裝置復雜得多，成本也就高得多了。
2.2.3 有源濾波裝置的原理
有源濾波裝置主要是由電力電子元件組成電路，使之產生一個和系統的諧波同頻率、同幅度，但相位相反的諧波電流與系統中的諧波電流抵消。
2.2.4 有源濾波裝置的適用場合
有源濾波器主要的應用范圍是計算機控制系統的供電系統，尤其是寫字樓的供電系統，工廠的計算機控制供電系統。
2.2.5 有源濾波裝置的現狀
對單臺的有源濾波裝置而言，其利潤是可觀的，但用戶一般不愿意用有源濾波，對于諧波的含量，不必濾得太干凈，只要不危害其他用電器也就可以了。
2.3 無功補償概述
無功功率對供電系統和負荷的運行都是十分重要的。電力系統網絡元件的阻抗主要是電感性的。因此，粗略地說，為了輸送有功功率，就要求送電端和受電端的電壓有一相位差，這在相當寬的范圍內可以實現；而為了輸送無功功率，則要求兩端電壓有一幅值差，這只能在很窄的范圍內實現。
網絡元件和負載所需要的無功功率必須從網絡中某個地方獲得。顯然，這些無功功率如果都要由發電機提供并經過長距離傳送是不合理的，通常也是不可能的。合理的方法應是在需要消耗無功功率的地方產生無功功率，這就是無功補償。
3 弧焊逆變電源
3.1 弧焊逆變電源諧波
弧焊逆變電源作為一種典型的電力電子裝置,雖然具有體積小、質量輕、控制性能好等優點,但其電路中存在整流和逆變等環節,導致電流波形畸變,產生大量的高次諧波。高次電壓和電流諧波之間存在嚴重相移,導致焊機的功率因數很低。諧波產生的原因主要有以下兩方面因素:
3.1.1 逆變電源內部干擾源逆變電源是一個強電和弱電組合的系統。在焊接過程中,焊接電流可達到幾百甚至上千安培。因電流會產生較大的電磁場,特別在逆變主電路采用高逆變頻率的焊接電源系統中,整流管整流,高頻變壓器漏磁,控制系統振蕩,高頻引弧,功率管開關等均會產生較強的諧波干擾。
3.1.2 逆變電源外部干擾源電網上的污染對電源系統來說是較為嚴重的干擾。由于加到電網上的負載千變萬化,這些負載或多或少對電網產生諧波干擾,如大功率設備的使用使電網電壓波形產生畸變,偶然因素造成瞬時停電,高頻設備的開啟造成電網電壓波形具有高頻脈沖、尖峰脈沖成分。
3.2 軟開關技術
隨著電力電子技術向著高頻率、高功率密度方向發展,硬開關工作方式的開關損耗及諧波干擾問題日益突出。從提高變換效率、器件利用率,增強電磁兼容性以及裝置可靠性著眼,軟開關技術對任何開關功率變換器都是有益的。在某些特殊情況(如有功率密度要求或散熱條件限制場合)下尤為必要。在無源與有源兩大類軟開關技術中,不使用額外開關元件、檢測手段和控制策略的無源方式有著附加成本低,可靠性、變換效率及性能價格比高等諸多優勢,在工業界單端變換器制造領域基本確立了主流地位。對拓撲結構而言,串電感和并電容的方法是唯一的無源軟開關手段,由此演變而來的所謂無源軟開關技術,實際上就是無損耗吸收技術。
參考文獻
關鍵詞 太陽能 全橋逆變電路 保護電路
0前言
目前，能源結構仍以煤、石油、天然氣等一次能源為主，隨著能源需求的增加，這些一次能源儲量正在日趨枯竭。同時，煤、石油、天然氣等常規能源在滿足能源需求的同時，也對生態環境造成了嚴重的破壞。因而，要解決能源需求問題，實現可持續發展，只能依靠科技進步，大規模開發利用可再生能源和新能源。
小型高效率太陽能逆變電源將太陽能轉換為電能，經過能量存儲、變換、控制等環節，向負載提供交流電源，可應用于各種功率較低的電器，如照明設備等，對于節能環保具有重大意義。
1太陽能電池板儲能
太陽能電池板作為太陽能逆變電源中的核心部分，將太陽能電池通過光電效應或者光化學效應把光能轉化成電能，進而用蓄電池中存儲起來，其結構如圖1所示。
儲能蓄電池一般為鉛酸電池，有12V和24V這兩種，也可用鎳氫電池、鎳鎘電池或鋰電池。本設計采用24V鉛酸電池。
2逆變電路設計
逆變主電路拓撲結構主要有全橋、半橋、推挽等結構。本文所設計的逆變電源采用全橋結構，電路如下圖2所示。
逆變電源結構由全橋逆變電路、升壓變壓器及LC濾波電路構成。其中，全橋逆變電路的每個橋臂由可控器件MOSFET以及反并聯的二極管組成，橋臂VT1、VT4為一對，橋臂VT2、VT3為一對，對角橋臂輪流控制導通，二極管實現續流作用；升壓變壓器可將電壓升高到系統所需的電壓等級，具有電氣隔離、升壓和儲能的作用；濾波電路由電感Lf和電容Cf構成，濾除輸出電壓中的高次諧波分量， 實現正弦波輸出。
3保護電路設計
為保證電路正常工作，除了主電路之外，還需設計必要的保護電路。
3.1蓄電池反接保護
蓄電池反接保護如圖3所示， D0為防反二極管，FU為保險絲。二極管D0及保險絲FU構成蓄電池反接保護電路，當蓄電池反接時，二極管D0及保險絲FU構成短路回路，過大的短路電流使保險絲L1快速熔斷，從而保護了蓄電池充電電路中的其它元器件。
3.2 MOSFRT過壓保護
為了抑制MOSFET關斷時的過電壓并減小其關斷損耗，需設置關斷緩沖吸收電路。常見的關斷緩沖吸收電路分為充放電型和放電阻止型兩類。而充放電型的吸收效果好于放電阻止型，本設計采用RCD充放電型關斷緩沖吸收電路，電路結構如圖4所示。
RCD吸收電路并聯在MOSFET的漏極和源極兩端，關斷時吸收電容C的電壓從零開始充電上升，具有較好的過電壓吸收效果。但電容C從零電壓開始充放電的電流通過電阻R，造成其功耗較大，當運行頻率較高時，會嚴重影響裝置的運行效率。
4小結
隨著電力電子器件的進步及各種新型電路拓撲結構的研究，太陽能逆變電源的應用將有更為廣闊的發展前景。本設計中的太陽能逆變電源還有值得改進的地方，在調試中將進一步完善。
參考文獻
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[2] 肖嘯，許德富，等.太陽能電池的光學管理基本概念[J].四川大學學報（自然科學版），2015（5）.
【關鍵詞】TMS320F2818；SPWM；事件管理器
【Abstract】This paper introduced method to generate the three-phase full-bridge voltage inverter SPWM Modulation principle and TMS320F2812 chip. It described the use EV generates three-phase SPWM mothod.Finally the experimental results were illustrated， the output waveform is smooth and scale distortion is low.
【Key words】TMS320F2812； SPWM； Event Manager
0 前言
隨著交流異步電機的應用日益廣泛，交流伺服驅動成為現代伺服驅動的主流方向，正弦脈寬調制技術SPWM是逆變技術的核心。早期通過模擬電路和數字電路硬件產生SPWM，雖然波形穩定精確，但結構過于復雜、參數修改麻煩。現在主流的控制方式是通過單片機等微控制器實現SPWM的控制，隨著信息化的迅速發展，需要處理的數據量的增大，對實時性和精度也提出了更高的要求，越來越多的用戶開始選用DSP來提高產品的性能。
本文介紹一種DSP處理器TMS320F2812實現SPWM信號的生成，并將產生的SPWM應用于三相逆變電源。
1 SPWM生成方法
將正弦波分成N份，可以將正弦半波視為N個相連的脈沖序列所成的波形，并且這些脈沖寬度都為？仔/N，幅值按正弦規律變化。根據面積等效原理，沖量相等而形狀不同的窄脈沖加在具有慣性的環節時的效果相同。可以用數量相同的等幅不等寬的矩形脈沖代替正弦波，且矩形脈沖和相應正弦波部分沖量相等。三相橋式逆變電路如圖1所示，采用的是雙極性控制方法，其調制的原理如下。U、V、W三相調制信號urU、urV、和urW依次相差120°，且共用一個三角波載波uc。以U相為例，當urU>uc時，給上橋臂V1導通，下橋臂V4關斷，電壓UUN'=Ud /2。當urU
圖1 三相橋式逆變電路
2 程序算法
根據SPWM的控制原理，在正弦波和三角波的交點時刻控制開關器件的通斷，這種生成SPWM的方法稱為自然采樣法。這種方法雖然波形最接近正弦波，但要求解復雜的超越方程，因此工廠上應用不多。規則采樣法是一種應用較為廣泛的方法，圖2為規則采樣法原理圖。在三角波負峰值時刻tD對正弦波采樣得到D點，在D點作水平直線交三角波于A、B點，則tA時刻和tB時刻控制開關器件的通斷。
設正弦調制信號波為：
u=asin？棕t（1）
根據圖3可知：
■=■（2）
脈沖寬度為：
？啄=■（1+asin？棕tD）（3）
式中a為調制度（0
圖2 對稱規則采樣法
3 系統的硬件和軟件設計
3.1 波形生成的方法
以U相為例，假設三角載波幅值為Ur，周期為Tr，頻率為fr。正弦調制信號波為u=asin？棕t。載波頻率fc和調制信號fr之比為載波比N=fc/fr。載波比N越大，輸出波形越趨向于正弦波。在三相PWM逆變電路中，為了使三相輸出波形嚴格對稱，必須取采用同步調制方式，并且載波比N為3的倍數。根據以上原則，取N=120，a=0.8。載波頻率為6kHZ，正弦波頻率為50HZ。根據？啄=■（1+asin？棕tD），其中tD為采樣時刻。
由此可見，DSP需要滿足以下幾個功能：連續增/減計數模式；比較和捕獲。
連續增/減計數模式：在給定初始值后，定時器先從初始值遞增到周期寄存器的值，在遞減直零，然后再從零開始遞增到周期寄存器的值，不斷循環下去。
比較：當定時器數值變化時，其數值與比較寄存器數值相等時，通過引腳輸出電平變化，產生PWM波形。
捕獲：通過一個引腳輸入捕獲脈沖觸發，將計數器的值讀入捕獲寄存器并申請中斷。用來測量脈沖寬度。
由于三相全橋電路同一橋臂的兩個開關不能同時導通，否則會造成電源短路。所以DSP還必須有死區控制PWM電路功能。
3.2 TMS320F2812的EV模塊簡介
TMS320F2812是美國TI公司推出的定點32位DSP芯片，運行時鐘150MHZ，處理信息能力150MIPS，I/O口豐富，最突出的優點的是具備事件管理器EV（Event Manager）。它具有2個16位的通用定時器（通用定時器1和通用定時器2），3個比較單元（比較單元1、比較單元2、比較單元3），3個捕獲單元（捕獲單元1、捕獲單元2、捕獲單元3）以及正交編碼脈沖電路（QEP電路），其中每個比較單元可以產生一對互補的PWM波，三個比較單元生成6路PWM波可以驅動一個三相全橋電路；捕獲單元通過捕獲輸入脈沖的上升沿或下降沿測量出信號的時間間隔，利用六個邊沿檢測單元測量外部信號的時間差，從而確定電機的轉子轉速；正交編碼電路可以對輸入的正交脈沖進行編碼和計數從而得到旋轉機械部件的速度、位置等信息。因此TMS320F2812適合用于工業控制和電機控制等領域。
3.3 硬件設計方法
定時器T1CON有四種計數模式（保持/停止模式；連續增/減計數模式；連續增計數模式；定向增/減計數模式）定時器T1工作模式取決于T1控制寄存器的第12位TMODE1和第11位TMODE0。為了得到三角波作為載波信號，令定時器T1控制寄存器T1CON取TMODE的值為1，定時器T1工作與連續增/減計數模式。
EVA模塊的PWM電路框圖如圖3所示，事件管理器EVA模塊有三個全比較單元，分別是比較單元1、比較單元2、比較單元3，它們的時鐘信號由通用定時器1來提供。每個比較單元能輸出一對互補的PWM波形，使得EVA能驅動一個三相全橋電路。當通用定時器1計數器T1CNT與比較單元中的比較寄存器CMPRx（x=1，2，3）相等時，這是波形發生器改變引腳電平狀態，形成上升沿或下降沿，產生一對互補的PWM波形PHx和PHx_”（x=1，2，3）。通過死區單元設置死區，使得波形之間具有死區時間。最后輸出邏輯電路決定輸出的波形狀態。得到的具有死區時間的DTPHx和DTPHx_（x=1，2，3）。
圖3 EVA模塊的PWM電路功能框圖
3.4 軟件設計方法
主程序在系統初始化后根據式（3）計算出每個三角波中的脈沖寬度，形成正弦表，等待中斷標志位的響應。當三角波周期到來前，將中斷子程序所得到的值分別送入比較寄存器CMPRx（x=1，2，3）中，使他們和通用計數器TICNT進行比較，產生SPWM波形。圖4為系統程序流程圖。
圖4 系統程序流程圖
4 實驗結果和結論
通過編寫好的程序下載至DSP開發板中并用示波器測量PWM1和PWM2引腳，波形穩定毛刺不明顯，并且互補的兩路PWM間隔完全可以保證所需的死區時間，PWM波占空比以正弦規律變化。經過LC濾波后輸出正弦波形，符合SPWM的調制規律，失真率低。
本研究利用了TMS320X2812的EV模塊，結合規則采樣法，實現了電壓型三相全橋逆變器的SPWM生成。實驗結果表明，輸出波形光滑。電路結構簡單，成本低廉，非常適合低成本高可靠性的應用場合。
【參考文獻】
[1]吳瑩，陳延明，沈祺鋼.基于DSP的SPWM波設計與實現[J].DSP開發與應用，2008：2.
關鍵詞：單片機；逆變電源；鎖相；抗干擾
引言
本監控系統是為鐵路用4kVA/25Hz主從熱備份逆變電源系統設計的。
4kVA/25Hz主從逆變電源是電氣化鐵路區段信號系統的關鍵設備，有兩相輸出：110V/1.6kVA局部電壓（A相）；220V/2.4kVA軌道電壓（B相）；兩相均為25Hz，且要求A相恒超前B相90°。由于逆變器是給重要負載供電，且負載不允許斷電，故采用雙機熱備份系統，一旦主機發生故障，要求在規定時間內實現切換，因此，備份逆變器一直處于開機狀態。由于逆變器經過了整流，逆變兩級能量變換，功率較大，且指標要求較高，必須要采用先進的控制技術；同時為了安全實現主從切換，也必須要有完善的監控系統來實現鎖相，保證整機的安全。
1監控系統總體設計要求
根據實際情況，本系統主要完成以下功能：
1）主從切換功能主從控制之間實現準確無誤的切換，具有自動和手動兩種功能，保證切換時電壓同頻率，同相位，同幅值；
2）鎖相功能主從機組局部電壓同頻同相，同一機組內A相恒超前B相90°；
3）完善的保護功能具有軟起動功能，以避免啟動瞬間電壓過沖對逆變器及負載的沖擊，以及輸出過壓、過流保護，頻率、相位超差保護，橋臂直通保護，過熱保護等；
4）顯示功能實時顯示運行參數及工作狀態并具有聲光報警功能，以提示值班人員及時排除故障；
5）通信功能具有主從機組之間通信，與監控中心（上位機）通信等功能；
6）抗干擾功能系統具有良好的抗干擾能力。
2系統硬件電路設計
2.1DS80C320單片機簡介
DS80C320是DALLAS公司的高速低功耗8位單片機。它與80C31/80C32兼容，使用標準8051指令集。與普通單片機相比有以下新特點：
1）為P1口定義了第二功能，從而共有13個中斷源（其中外部中斷6個），3個16位定時/計數器，兩個全雙工硬串行口；
2）高速性能，4個時鐘周期/機器周期，最高振蕩頻率可達33MHz，雙數據指針DPTR；
3）內置可編程看門狗定時器，掉電復位電路；
4）提供DIP，PLCC和TQFP三種封裝。
2.2基于DS80C320的監控系統硬件電路設計
按照上述系統設計要求，設計了如圖1所示的監控系統。監控系統采用模塊化的設計思想，分為微處理器及外設模塊，模擬量采集模塊，開關量采集模塊，頻率及相差測量模塊，控制量輸出模塊，人機接口模塊，同步信號模塊以及通信模塊。
1）微處理器及外設模塊微處理器采用DS80C320，非常適合于監控。本系統充分利用前面已提及的特點，簡化了硬件設計與編程，從而提高了整個系統的可靠性。根據系統需要擴展了一片8255，一片E2PROM和一片8254。
2）模擬量采集模塊根據采集精度要求以及被采集量變化緩慢的特點，采用AD公司的高速12位逐次逼近式模數轉換器AD574A，其內部集成有轉換時鐘，參考電壓源和三態輸出鎖存器，轉換時間25μs，并通過ADG508A擴展模擬量輸入通道。
3）開關量采集模塊首先經光耦進行隔離后，再通過與門送入單片機的外部中斷口，同時通過8255送入單片機，采取先中斷后查詢的方式。
4）頻率及相差測量模塊信號先經過具有遲滯特性的過零比較器轉換為方波，然后通過雙四選一開關4052送入單片機，通過定時器T0來計算頻率和相差。
5）控制量輸出模塊通過光耦控制輸出，實現可靠隔離。
6）人機接口模塊包括按鍵和顯示部分。通過簡單的按鍵選擇，實現電流、電壓、頻率及相差的顯示。顯示部分采用8279驅動8位七段LED顯示，同時通過發光二極管和蜂鳴器提示運行狀態。
7）同步信號模塊本模塊用來實現鎖相。單片機控制8254產生局部同步脈沖和軌道同步脈沖，同步脈沖用來復位正弦基準。通過軟件控制同步信號的頻率，可實現主從鎖相和局部及軌道的相位跟蹤。具體實現過程將在下文詳述。
8）通信模塊采用了RS232和RS485兩種通信方式。利用串口0采用RS232實現與另一機組監控單元的雙機通信，獲取對方機組狀態信息；利用串口1采用RS485標準接口實現與上位機的通信，完成傳輸數據和遠程報警等功能。
3系統軟件設計
3.1系統軟件流程
主程序流程圖如圖2所示。系統上電復位后，首先對單片機，芯片及控制狀態進行初始化；然后讀取AC/DC模塊的工作狀態，若正常則啟動DC/AC模塊，否則轉故障處理；開啟DC/AC后，讀入其工作狀態并判斷輸出電壓是否滿足要求，有故障轉故障處理，正常則開啟故障中斷；接下來進行主從機組判斷和相位跟蹤，實現主從相位同步和局部及軌道電壓的鎖相；只有在實現鎖相后，才采用查詢方式處理鍵盤及測量顯示。在軟件編制中，鍵盤中斷是關閉的。實驗證明，對人機交互通道采用這種查詢處理方法，完全可以滿足系統的實時要求。開關量的輸入采取先產生中斷，后查詢的方法，保證了響應的實時性和逆變系統的安全性。
3.2系統采用的主要算法和技術
3.2.1交流采樣算法
測量顯示大信號的交流量時，通過互感器得到適合A/D轉換的交流小信號，然后對小信號進行采樣，最后對采樣數據采用一定的算法，得到正確的顯示值。均方根法是目前常用的算法，其基本思想是依據周期連續函數的有效值定義，將連續函數離散化，從而得出電壓的表達式
式中：n為每個周期均勻采樣的點數；
ui為第i點的電壓采樣值。
3.2.2數字濾波算法
A/D轉換時，被采樣的信號可能受到干擾，從采樣數據列中提取逼近真值數據時采用的軟件算法，稱為數字濾波算法。目前常用的方法有程序判斷濾波、中值濾波、算術平均濾波、加權平均濾波、滑動平均濾波等。根據本系統對采集精度有較高要求以及被采集的模擬量變化緩慢的特點，采用程序判斷濾波法和算術平均濾波法相結合的濾波方法，即進行多周期采樣，取其算術平均值作為有效采樣值。每次采樣后和上次有效采樣值比較，如果變化幅度不超過一定幅值，采樣有效；否則視為無效放棄。
3.2.3單片機鎖相技術
本監控系統一個很重要的功能是實現相位同步，即保證主從機組的相位同步和機組內局部電壓相位恒超前軌道電壓相位90°。本系統鎖相的基本原理是，對于頻率相同而相位不同步的兩路信號，比如A路和B路，若A路為基準，B路超前（滯后）一定的相位，可以通過適當降低（增大）B路信號的頻率來實現相位調整進而鎖相，最后再把B路頻率置為原頻率值。
本系統中，單片機控制8254產生25Hz同步脈沖，同步脈沖用來復位正弦基準，使基準正弦波重新從零值開始。基準正弦波與三角波比較產生SPWM波，經逆變得到與基準正弦同頻的交流輸出，因此，通過調整同步脈沖的頻率可改變正弦基準的頻率，進而可改變被調整輸出電壓的相位。要實現系統的鎖相要求，需要從機組局部電壓跟蹤主機組的局部電壓，各機組軌道電壓跟蹤本機組的局部電壓。因此，要有主從局部鎖相和局部軌道相位跟蹤兩個子程序。
鎖相的流程圖如圖3及圖4所示。首先由多路開關選擇要鎖相的兩路信號，由單片機測量相位差，并對所得相位差數據進行必要的運算和處理后，判斷有無超差。倘若相位超差，則根據超差范圍確定同步脈沖的頻率值。如果是主從局部鎖相，則應同時改變從機組局部和軌道的同步脈沖；否則，若為局部、軌道相位跟蹤，則只改變本機組軌道的同步脈沖。通過調整同步脈沖，可實現相位調整。實現鎖相后，同步脈沖的頻率置為25Hz返回。
4抗干擾措施
由于該監控系統工作于強電環境，很容易受到各種干擾的影響。干擾一旦串入系統，輕則會引起誤報，嚴重時就會導致整個系統癱瘓，甚至造成重大事故。本系統從硬件和軟件兩方面采取了抗干擾措施，保證了監控系統的可靠運行。
4.1硬件抗干擾措施
1）光電隔離在輸入和輸出通道上采用光耦合器件進行信息傳輸，在電氣上將單片機與各種傳感器、開關、執行機構隔離開來，可以較好地防止串模干擾。
2）加去耦電路在電源進線端加去耦電容，削弱各類高頻干擾。
3）合理布置地線系統中的數字地與模擬地分開，最后在一點相連，避免了數字信號對模擬信號的干擾。
4）數字信號采用負邏輯傳輸騷擾源作用于高阻線路時易形成較大干擾，而在數字信號系統中，輸出低電平時內阻要小些，因此，定義低電平為有效（使能）信號，高電平為無效信號，可減少干擾引起的誤動作，提高控制信號的可靠性。
4.2軟件抗干擾措施
1）利用可編程硬邏輯看門狗將單片機從死循環和跑飛狀態中拉出，使單片機復位。而DS80C320提供了內部可編程硬邏輯看門狗，不須外加電路，就能夠實現可靠的超時復位。同時，DS80C320還為一些重要的看門狗控制位提供了訪問保護，防止單片機失控后對這些重要的控制位進行非法操作，進一步保證了程序的安全性。
2）對于數字信號采集，利用干擾信號多呈毛刺狀且作用時間短這一特點，多次重復采集，直到連續兩次或兩次以上采集結果完全一致才認為有效。數字信號輸出時，重復輸出同一個數據，其重復周期盡可能短，使外部設備對干擾信號來不及作出有效反應。
3）對模擬量的采樣和處理，采用數字濾波技術。
4）采用指令冗余和軟件陷阱，防止程序跑飛。
【關鍵詞】風光互補；逆變系統；分段充電
1.前言
隨著石油、煤炭等傳統能源的日益枯竭，太陽能、風能等可再生能源的開發和利用成為研究熱點。太陽能和風能是目前全球在新能源利用方面技術最成熟、最具規模化的行業，事實上無論是風電還是光伏發電，都有各自的缺點，穩定性差、能量密度低常受天氣影響無法連續供電，如果兩者結合在一起，能量同時處于較低值的幾率就要小的多，可最大限度地開發和利用可再生能源。太陽能發電和風力發電兩者互補性的結合實現了兩種新能源在自然資源的配置方面、技術方案的整合方面、價格與性能的對比方面達到了對新能源綜合利用的最合理的要求。一般小型戶用風光互補獨立電源系統由太陽能發電系統、風力發電系統、逆交變儲電系統，充放電控制系統構成。逆變器是可再生能源并網發電中的關鍵設備，因此，研究開發高性能的逆變器具有重要的現實意義。
2.系統的總體設計
一套完善的風光互補發電系統主要包括發電部分、控制部分、負載部分、蓄電池和泄荷器等。各部分受風光互補控制器控制，為離網型獨立電源。如圖1所示，逆變系統是整個風光互補發系統的重要組成部分，也是技術的關鍵所在。該部分的主要設計內容包括：主回路拓撲結構的選擇與優化，主開關元件的計算與選取，濾波、變壓器的參數設計，控制波形發生器的設計，功率開關管隔離驅動電路的設計，輔助開關電源的設計和各種檢測保護電路的設計等等；泄荷器的作用是：當蓄電池已充滿，系統發電量大于負載用電量時，即發電量過剩時，為防止蓄電池過充以及確保逆變器正常工作，充電電路應受控接通泄荷器，將多余的電能通過泄荷器消耗掉，充電和泄荷的轉換是通過智能充放電控制器實現的。
系統以單片機為核心，通過采集相關的電流、電壓、溫度等檢測信號輸入到單片機的A/D接口作為控制充放電條件，根據系統設定值進而來判斷系統運行狀態，這樣既可控制風光互補發電系統的充電、泄荷，同時又可以在設定條件到達時對儲能組件充電。因此，充放電控制器軟硬件設計的合理是整個風光互補電源系統持續、穩定工作的關鍵。
3.系統模型及MPPT控制
光伏電池是一種能夠吸收太陽光并將其轉換為電流的半導體裝置。流過負載的電流I與光伏電池輸出電壓U的關系可近似描述為：
（1）
式中：k為波爾茲曼常數，k=1.38×10-23；q為電子的電荷量，q=1.60×10-19；Iph為光伏電池產生的電流；I0為光伏電池無光照時的飽和電流；T為溫度；Rsh為串聯電阻；n為p-n結因子。
由光伏電池的數學模型及U-I曲線可知，雖然其模型為非線性曲線，且隨光強和溫度變化，但曲線上光伏電池的輸出功率有一個單調的極值點，即U與I的乘積最大。據此調整負載，跟蹤最大功率點，即能得到光伏電池最大功率的輸出。
小功率的風力發電機一般為直流無刷發電機，從風中捕獲的能量為：
（2）
式中：Cp為風機葉片效率；ρ為空氣密度；R為風機葉片半徑；v為風速。
在一定風速下，如何提高Cp是提升風機發電效率的關鍵。Cp表示為風輪葉尖速比TSR的函數風機的功率和速度曲線具有明確的單個極值點，因此獲取最大能量的運行模式是隨變化的風速改變風力機速度，使Cp保持在最大值，即可通過正確調節占空比的大小來實現系統的MPPT控制。
4.逆變系統的設計
隨著分布式發電系統以及可再生新能源的日益發展，逆變器作為與大電網或微電網的接口電路，起著越來越關鍵的作用。逆交變控制技術必須滿足在各種復雜負載條件下為電網或負載提供高質量的交流輸出。同時，可再生能源系統和分布式發電的快速發展，對逆變器的動態響應性能、穩態跟蹤特性以及抗干擾能力提出了更高的要求。
高性能逆變器數字控制策略有重復控制、無差拍控制和滑模控制等。重復控制調整時間較長；無差拍控制性能對系統參數依賴性強，魯棒性較差；滑模控制參數設計較困難，存在開關頻率不定等問題。現今逆變器廣泛應用于可再生能源系統，例如光伏和風電等系統中，逆變器通常需同時承受輸入電壓和輸出負載的擾動，變流器經常工作在大信號擾動下。這時基于某一穩態工作點的小信號模型而設計的控制器會使系統響應產生很大誤差，降低其輸出性能，甚至導致系統失穩。
太陽能和風能通過光電系統和風電系統利用控制器將能量轉化的電能儲存在蓄電池中。蓄電池輸出的低壓直流經過直流升壓環節后整流濾波得到高壓直流。再通過逆變主電路和濾波電路，得到本文所需要的標準交流電壓，供用戶負載使用。
基于逆變的幾種主拓撲結構中，全橋逆變最適用于大功率場合。由正弦波脈寬調制（SPWM）原理可知，從直流電壓到全橋輸出相當于一個比例環節；即Ui=MUdc，其中Ud為直流母線電壓，Ui為逆變器輸出電壓，M為調制系數。逆變輸出為50 Hz的正弦波，逆變器的開環電氣模型如圖3所示：
逆變器開環模型的傳遞函數為：
（3）
式中：
當逆變器做電壓閉環控制，根據負載和直流母線電壓Udc的變化調節PWM脈寬，得到準確穩定的交流電壓輸出。除負載變化外，Udc的變化直接影響系統給負載提供電能的質量和可靠性，因而穩定的Udc是系統逆變電力質量的一個重要指標。取Udc為被控量，可得系統的數學模型為：
（4）
式中：IPV為光伏發電模塊輸出電流；IWT為風力發電模塊輸出電流；ICT為蓄電池儲能模塊輸出電流；ICD為電網整流輸出電流；IE為逆變器所需負載電流；C為直流平波電容容量。
根據系統模型，總控制器檢測直流母線消耗電流，分配給每個獨立的發電模塊進行閉環電流控制，輸出主控制器指定的電流。總控制器外環控制、監測Udc，做電壓閉環。得到穩定的Udc。同時與逆變器的電壓閉環進行均衡控制，優化逆變器輸出性能。
5.風光互補發電系統智能充電控制的設計
在風光互補發電系統中逆變器輸入端的能量來源于蓄電池，而蓄電池中儲存的能量來源于太陽能和風能這兩種綠色能源。系統具體構成參數由使用時最大用電負荷與日平均用電量所決定。最大用電負荷是選擇系統逆變器容量的最根本依據，而平均日發電量則是選擇太陽能光伏板及風機和蓄電池組容量的依據。同時系統安裝地點的風光資源狀況也是確定光電板和風機容量的另一個依據。
風光互補發電系統中鉛酸蓄電池的充電控制方法直接影響到系統的性能。充電控制方法的優劣影響到鉛酸蓄電池的荷電量的大小，也關系到蓄電池的使用壽命。選擇合理的充電控制方法尤為重要。本設計采用了基于單片機控制的三階段智能充電方法。所謂三階段智能充電是指充電過程中的3個階段，即主充電階段、限流充電階段、浮充階段。
第一階段主充電階段，由電壓采樣電路獲取蓄電池的電壓狀況，當電壓小于標準開路電壓時，由最大功率點跟蹤策略來找出風光互補系統的最佳工作點，以最大功率點電流對蓄電池進行充電。太陽能電源、風力發電機以其所能提供的最大電流對蓄電池充電。由于太陽能光伏電池和風力發電機的電流與天氣狀況有關，所以大電流的取值將在一定范圍之內。保持大電流充電至后，進入第二階段。第一階段的充電程度可達70%～90%。
第二階段過限流充電階段，以恒定的過標準電壓充電，以恒定的過標準電壓充電，在此階段，蓄電池仍未充滿，但是為了避免充電電流過大而造成電池極化，要對充電電流進行逐漸的降低。隨著蓄電池端電壓的進一步升高，電池電流進一步降低，直到到達浮充電流（浮充電流一般為0.015C）值時，第二階段結束。
進入第三階段。第二階段的充電程度近100%。但為了防止蓄電池淺放電，并且使端電壓維持在相對穩定的值域，要對其進行浮充電。即以浮充電流值對蓄電池進行涓流充電，直到蓄電池虧電，然后進行下一個周期的充電過程。
6.結束語
總之，風光互補發電系統作為獨立的電源系統，具有一定的合理性和可靠性，有著廣泛的應用領域。在遠離電網的地區，獨立供電系統已經成為人們最必須的電源。邊防哨所、郵電通訊的中繼站、公路、漁船和鐵路信號站、地質勘探野外的工作站以及偏遠的農牧民都需要低成本、高可靠性的獨立電源系統；對于城市里的景觀燈、路燈等，隨著政府對節能環保的重視，應用前景也相當廣闊。
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關鍵詞：EPS UPS 節約性 獨立性
中圖分類號：TM91 文獻標識碼：A 文章編號：1007-9416（2012）11-0056-01
1、EPS的工作原理
EPS是應急電源系統--Emergency Power Supply的英文縮寫。EPS應急電源是根據消防設施、應急照明、事故照明等一級負荷供電設備的需要而組成的電源設備。設備由互投裝置、自動充電機、逆變器及蓄電池組等組成。在交流電網正常時逆變器不工作，經過互投裝置給重要負載供電。當交流電網斷電后，互投裝置將會立即投切至逆變電源供電。當電網電壓恢復時，互投裝置將會投切至交流電網供電。
EPS逆變器是其元件的核心，通常采用DSP或單片CPU對逆變部分進行SPWM調制控制，使之獲得良好的交流波形輸出；逆變器的作用是在市電非正常時，將蓄電池組存儲的直流電能變換成交流電輸出，供給負載設備穩定持續的電力；整流充電器的作用是在市電輸入正常時，實現對蓄電池組適時充電；互投裝置保證負載在市電及逆變器輸出間的順利切換；系統控制器對整個系統進行實時控制，并可以發出故障告警信號和接收遠程聯動控制信號，并可通過標準通訊接口由上位機實現EPS系統的遠程監控。
下面介紹聚丙烯二期用EPS各單元執行元件的配置及原理。
（1）整流充電器。根據要求整流器在所有充電狀態下，符合IEC478-1規定的恒壓及恒流特性。保證其有足夠的容量在規定的時間內給完全放電的蓄電池再充電并給逆變器負荷供電。聚丙烯二期EPS充電電源采用進口IGBT整流模塊，每組蓄電池配置獨立充電器。充電器內充電模塊為N+1模式，即采用熱冗余方式為蓄電池充電，單個模塊故障不影響系統正常運行。充電機的容量滿足系統運行的要求。除逆變器和蓄電池外，整流器不接其它負荷。充電模塊帶熱插拔功能。具有溫度補償功能，溫度傳感器安裝在充分反映蓄電池環境溫度的位置。充電器可根據溫度自動調整充電電壓、電流，防止蓄電池過充電或欠充電，延長蓄電池使用壽命。
（2）蓄電池組。聚丙烯二期EPS蓄電池采用進口德國松樹power系列免維護密閉型鉛酸蓄電池。在攝氏25度的使用環境下，電池組有10年使用期限，蓄電池的容量能在自放電時間內給逆變器所帶負荷供電，同時維持逆變器的輸出電壓和頻率在規定的偏差范圍內。蓄電池安裝在專門的柜體內，并與整流逆變柜并列安裝，蓄電池柜帶熔斷式刀閘（帶防護罩）。蓄電池的容量可以保證在100%負載下正常放電不低于60min。
（3）逆變器。聚丙烯二期EPS采用進口IGBT模塊逆變器。在接有完全放電的蓄電池時，逆變器能滿足其性能要求。逆變器自身帶有保護功能，在溫度過高或輸出直流過高或電壓過低時，逆變器停止工作。當條件恢復正常后應手動復歸。逆變器帶有防止過負荷和短路的限流功能。交流配電線路的保護裝置，在其由備用電源自動切回到正常電源時，通過靜態開關來啟動。逆變器的直流輸入，由整流器或電池供給。逆變器由主板數字控制，提供正弦波脈寬調制交流輸出，可以在120%過載下長期運行，三相負載不平衡在100%情況下也可以正常運行。逆變電源具有維修旁路，逆變切換時，由靜態開關來切換，轉換時間不超過3毫秒，滿流用電設備的需要。輸出波的諧波分量總均方根值不大于5%。逆變器的輸入條件性能與隔離整流器匹配；瞬態電壓恢復時間：≤50ms。
（4）控制、保護和自檢系統。EPS自身具有保護和自檢系統。市電故障后，直流經逆變器向負載供電時，120%過載時EPS可以正常運行；但超過150%過載時設備運行60秒后由保護進行停機處理。當交流輸出短路時，EPS關閉逆變器，待故障消除后，人工重新開機才能恢復運行。逆變工作狀態下直流輸入欠壓時，EPS自身具備關機保護。EPS能夠進行自檢，具有完善的保護及音響燈光報警信號。如：充電模塊故障、1#、2#交流電源故障、電池回路熔斷器熔斷、控制回路空開跳閘、控制母線過欠壓、電池端電壓及單節電壓異常等。當放生故障時在屏上顯示故障信號。
2、EPS與UPS的區別
EPS僅具有持續供電功能，一般對逆變切換時間要求不高（特殊場合的應用具有一定要求），可有多路輸出且對各路輸出及單個蓄電池具有監控檢測功能，日常著重旁路供電，市電停電時才轉為逆變供電，電能利用率高。其電源是有間斷的。而UPS為不間斷供電，其僅有一路總輸出，一般強調其三大功能：（A）穩壓穩頻（B）對切換時間要求極高的不間斷供電（C）凈化市電，日常著重整流／逆變的雙變換電路供電，逆變器故障或超載時才轉為旁路供電，電能利用率不高（一般為80％－90％）。
3、EPS的優點
EPS在市電有電時，處于等待狀態，無噪音；無市電時，逆變器工作，噪音小于60dB，不需排煙、防震處理， 而且具有無公害、無火災隱患等特點。
（1）自動切換。市電供電與EPS電源供電相互切換時間短，高端機可實現無人值守，網上監控；（2）帶載能力強。EPS適應于混合性負載的設備，如電梯、水泵、風機、應急照明等。使用可靠、一般主機壽命長達20年以上；（3）適應惡劣環境。可放置于地下室或配電室，甚至建筑豎井里。可以緊鄰應急負荷使用場所就地設置，減少供電線路，做到最有效的末端切換；（4）對于某些功率較大的用電設施，如消防水泵、風機，EPS可以直接與電機相連做成動力控制型應急電源，可省去電機的軟啟動和控制箱等設置，同時可選用最經濟的功率因數，從而體現較好的經濟性；（5）應急備用時間長，標準型為照明：90min，具有延時接口，可增加備用時間。
4、EPS的缺點
EPS的負載是電機的情況下，在EPS啟動帶載前要求用戶的電機負載首先停機，然后在滿速“變頻啟動”，從而造成電機負載工作的“不連續性”。如果后接的幾臺電機需要在不同的時刻進行“分時啟動”操作時，可能會遇到這樣的技術難題：在啟動處于靜止狀態的電機時，若EPS的輸出功率足夠大它可能承受5～10倍的電機啟動浪涌電流的沖擊。否則，就會迫使EPS重新進入新一輪的“變頻啟動”工作狀態。
中圖分類號:TN919-34文獻標識碼:A
文章編號:1004-373X(2010)22-0187-04
Study on Versatile Simulation Model for Digital SPWM with Dead-time Function
ZHENG Bi-wei1, CUI Fu-jun2, CAI Feng-huang1,2, WANG Wu1,2
(1. College of Electrical Engineering and Automation, Fuzhou University, Fuzhou 350108, China;
2. Zhangzhou Kehua Technology Co. Ltd., Zhangzhou 363000, China)
Abstract: The simulation of the majority sinusoidal pulse-width modulation (SPWM) waveform is implemented in analog mode at present. For convenience of SPWM waveform simulation in digital control system, a versatile simulation model implemented with pure digit for SPWM wave is developed in PSIM simulation environment based on the generation mechanism of SPWM waveform. By the model, the bipolar SPWM waveform can be simulated arbitrarily at any different carrier frequency, modulating frequency, dead time and modulation ratio. taking the analysis of common dead-time effect in FB DC-AC circuit for example, a simulation circuit built with this model is utilized for analysis. The simulation results show the correctness and rationality of the model. Keywords: SPWM; PSIM simulation; Matlab; dead-time effect
0 引 言
近幾十年,隨著電力電子技術的迅猛發展,各式的電子仿真軟件也爭相出現,仿真技術日益成熟,仿真不僅可以縮短電力電子設備的研發時間,提高研發效率,還能節約大比的研發資金,達到事半功倍的效果。
脈寬調制(PWM)技術是利用半導體器件的導通與關斷把直流電壓變成電壓脈沖列,并通過控制脈沖寬度或周期以達到改變電壓的目的,從而使需要的輸出電壓在不同負載下或變化的輸入電壓下保持恒定[1]。得益于電力電子技術的發展,PWM技術也更為廣泛地應用于各于領域。正弦脈寬調制(SPWM)技術可算是PWM技術的一個特例,在各種逆變電源中,為了得到更高精度的正弦輸出波形,廣泛地運用著SPWM技術,SPWM實現方法很多,早期通常用模擬方法實現,這幾年,隨著數字技術的日益成熟,數字SPWM逐漸替代常規的模擬SPWM成為一項非常熱門的SPWM實現方法[2]。
對于實際中用數字SPWM實現控制的系統的軟件仿真上,許多文章仍以模擬方式來實現,即用一個三角波發生源和一個正弦波發生源來比較產生SPWM信號,這種方法可以大致仿真出整個電路所起的效果,但是對軟件編寫者來說卻要花很多時間在電路的搭建及參數調整上,而最終搭出來的模擬仿真電路卻又跟實際的數字電路相差甚遠。Matlab\Simulink等部分仿真軟件有可以直接利用的SPWM波發生模塊,但這些模塊通常參數是固定的,也就是說仿真初始化設定了一些SPWM參數后,在仿真開始之后便無法根據系統的需要來改變這些參數,這樣使得這些模塊對實際中需要對SPWM波的輸出進行閉環控制的電路的仿真上應用意義不大,另外由于仿真軟件通常都將開關器件等理想化,所以通常這些軟件自帶的SPWM模塊都缺乏死區單元設置,使得仿真結果跟實際帶死區的SPWM波控制系統產生的結果卻又有一定的差距。
本文研究了SPWM在仿真軟件上的數字實現,基于PSIM仿真軟件建立了SPWM數字發生模塊,該模塊可以實現載波頻率,調制波頻率以及死區時間,調制比的外部輸入,以此來產生標準的SPWM波,為了驗證模塊的正確性和可用性,最后采用該模塊對單相電壓型全橋SPWM逆變器的死區效應進行了簡單仿真研究。
1 SPWM的實現
常規模擬SPWM的實現是將標準正弦波和三角波進行比較來確定功率開關點的開關時刻。數字化SPWM實現是通過CPU內部計算直接產生需要的PWM波形輸出。目前常用的數字化SPWM實現方法主要有規則采樣法,自然采樣法,等效面積法以及特定諧波消除法等,不同的方法有著各自不同的優缺點。另外SPWM驅動又可分為單極性驅動和雙極性驅動,不同的驅動方式適用的場合也各不相同。由于本文主要研究的是SPWM仿真的數字實現,對其優缺點的說明就不具體展開,具體可以參照文獻[3]。為了方便說明,在SPWM的驅動上選擇的是常用的雙極性驅動,數字實現方法采用對稱規則采樣法。其他方法可以參照本文方法進行。對稱規則采樣法是在一個三角載波周期內,只利用三角波的一個峰值點或谷值點所對應的正弦函數值來求取脈沖,其實現方式如圖1所示。在圖1中,以Ur,Uc分別表示調制波和載波幅值,若Uc=1,則調制度即為正弦波的幅值,即m=Ur,由圖1的幾何關系可得出,一個載波周期(Tc)內的脈寬時間(ton)為:
ton=(Tc)/2[1+msin(wrtd)](1)
圖1 對稱規則采樣法
2 PSIM仿真軟件及數字SPWM仿真模塊建立
2.1 PSIM軟件簡介
PSIM是由美國的Powersim公司開發的面向電力電子技術的仿真軟件,適合電力電子電路和系統的仿真軟件很多,但是PSIM具有其獨特的優勢和特點:PSIM的仿真時間步長是固定的,所以不容易出現開關動作時的不收斂問題,可以進行快速仿真;用于電力電子專用的模型庫很豐富,可以搭建同實際電路同樣的電路模型;可以搭建模擬和數字電路混合的控制電路;半導體器件都采用的是理想開關[4]。另外,PSIM有別于一般的電力電子仿真軟件很好的一點是外置了DLL功能塊(動態鏈接庫),允許用戶用C語言或C++或FORTRAN語言編程,用Microsoft C或C++,Borland C++或Digital Visual Fortran 來匯編,并用 PSIM 連接起來,這些功能塊可用于電力電路和控制電路中。PSIM最大的缺點是數據處理能力不夠強大,包括繪圖功能等,但PSIM提供了與Matlab的接口,通過內置的控件可以方便地將PSIM與Matlab連接起來,這使得可以充分利用PSIM在功率仿真方面的能力和Matlab/Simulink在控制仿真方面的能力。基于以上的特點使得PSIM更適合于進行功率電路分析設計和控制回路的設計[5]。
2.2 基于PSIM數字SPWM仿真模塊建立
基于前面介紹的SPWM波的實現方法,在PSIM仿真環境下,運用DLL功能塊,結合Microsoft visual C++進行編程,建立了數字SPWM波的通用仿真模塊。圖2為數字SPWM仿真模型的封裝圖,其中,spwm.dll表示該模型要調用的動態鏈接庫文件,該文件由Microsoft visual C++編程產生,主要用來進行SPWM波脈寬的數字計算和輸出,fc,fr,Td,Modu則分別表示外部輸入給模塊要產生的SPWM波的載波頻率,調制波頻率、死區時間及調制比。Driver1和Driver2則分別表示由該模塊產生的具有Td死區時間的兩路SPWM驅動信號。該模塊的實現步驟如下:
(1) DLL文件生成。根據式(1),利用Microsoft visual C++對SPWM波的實現方式進行編程,具體流程圖如圖3所示,流程圖中count,Ncount,Ncount_dead分別表示脈寬時間計數值、載波周期計數值及死區時間的計數值,Flag_cal_next是當前脈寬計數是否結束的標志位,Npulse,Npulse_next則分別表示當前載波周期的脈寬計數值及下一周期的脈寬計數值,gating1,gating2分別表示要輸出的驅動信號。編程完成并順利編譯通過后,將會產生一個我們需要的DLL文件。
圖2 數字SPWM仿真模塊的封裝
(2) PSIM下鏈接DLL文件。在PSIM仿真環境中,選取Elements\other\Function Blocks下的DLL模塊,由于PSIM的DLL模塊的引腳不能自由定義,只能選擇系統自帶的幾種固定引腳數的DLL模塊,為了滿足輸入輸出需要,選擇6輸入6輸出的DLL模塊。將(1)中產生的DLL文件拷到PSIM的當前工作目錄,雙擊模塊,在File Name欄中輸入DLL文件的全名,便完成了DLL文件與DLL模塊的鏈接。
圖3 VC++數字SPWM脈寬計算及輸出程序流程圖
(3) 模塊輸入輸出定義。選擇DLL模塊的前4個輸入端,分別作為載波頻率,調制波頻率以及死區時間,調制比的輸入接口,選擇模塊的前2個輸出端口作為輸出兩路驅動的輸出接口,對沒用到的端口,需要將其接地。為了方便最后的模塊實現效果分析,本文將模塊與Matlab相連接,選擇Elements\Control\SimCoupler Module下的In Link Node模塊,分別加在4個輸入端口上,選擇Out Link Node模塊,分別加在2個輸出端口上,這樣,一個完整的PSIM仿真環境下的數字SPWM模塊便建立完成。
3 數字SPWM仿真模塊在逆變系統仿真中的應用
把上述的數字SPWM仿真模塊用于單相電壓型全橋SPWM逆變器的死區效應分析仿真中,建立的PSIM全橋逆變仿真電路如┩4(a)所示,在Matlab\Simulink仿真環境下,利用Simcoupler Module模塊與PSIM進行數據連接,Matlab的仿真模型如圖4(b)所示。
設定Matlab\Simulink仿真模型中SimCoupler_SPWM模塊的輸入載波頻率fc=20 kHz,調制波頻率fr=50 Hz,死區時間Td分別為0 s,2 μs,調制比為0.9,仿真結果如圖5和6所示。從仿真結果可以看出,死區時間為0時,輸出電壓的理想波形主要是基波分量,其他一些高次諧波可以忽略不計,死區時間的加入使得輸出電壓波形在過零處產生了“交越失真”,產生了很多的附加諧波,低次諧波全為奇次諧波,THD變大,因此,死區效應對SPWM逆變器的影響不可忽略,實際應用中常采用一些死區補償措施[6]。
圖4 PSIM及Matlab/Simulink仿真模型
圖5 無死區時的仿真結果
4 結 語
正弦脈寬調制(SPWM)在電力電子各個領域運用越來越廣泛,隨著數字芯片的發展和普及,基于DSP或單片機等芯片的數字SPWM也越來越多地得到推廣和應用,本文根據SPWM波的產生機理,提出一種基于PSIM仿真軟件的數字SPWM產生方法,相對其他一些模塊可編程的軟件,如Matlab\Simulink等。
圖6 加入0.2 μs死區時的仿真結果
該方法運用Microsoft visual C++軟件來編程,算法經仿真電路仿真調整后,最后的源程序只需少許修改便可直接運用到實際電路中以C或C++語言來編程的控制芯片中,不僅大大減少了軟件開發者的工作,而且仿真電路跟實際電路更為接近,仿真結果也更加接近實際結果。
該模塊以產生雙極性SPWM波,只需將軟件少許修改,便可產生單極性SPWM波等,方法類似。 另外,對需要用到數字閉環的場合,只需往程序里添加數字閉環程序,便可輕松地實現數字閉環仿真應用極為廣泛。
參考文獻
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[2]彭力,張凱,康勇,等.數字控制PWM逆變器性能分析及改進[J].中國電機工程學報,2006,26(18):65-70.
[3]李剛,艾良.基于SPWM的正弦波設計與實現[J].現代電子技術,2008,31(13):154-155.
[4]野村弘,藤原憲一郎,吉田正伸.使用PSIMTM學習電力電子技術基礎[M].胡金庫,賈要勤,王兆安,譯.西安:西安交通大學出版社,2009.
[5]KAMIRISK B,WEJRZANOWSKIK,KOCZARA W.An application of PSIM simulation software for rapid prototyping of DSP based power electronics control systems [C]//IEEE 35th Annual of Power Electronics Specialists Conference. Poland: PESC,2004, 1: 336-341.
[6]梁希文,蔡麗娟.逆變器死區效應傅里葉分析與補償方法[J].電力電子技術,2006,40(6):118-120.