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第1篇：開關電源原理與設計范文

關鍵詞： 雙語教學 獨立學院 英語專業

目前國內就業形勢十分嚴峻，由于現代大學生缺乏創新能力及應用能力，因此在求職時碰到了前所未有的困難，獨立學院學生面臨的就業壓力更大。為了緩解這種壓力，許多獨立學院英語專業開設了雙語課程，認為通過將英語與其他學科，例如經濟管理專業的課程內容相結合，既能提高學生英語能力又能了解其他專業知識，以便就業時更具有競爭力。筆者根據所在學院英語專業開設雙語教學提出一些建議，與同仁共同探討。

一、雙語教學

所謂雙語教學，即用非母語進行部分或全部非語言學科的教學。雙語教學的概念來自于美國，當時的背景意圖是想借用這種教學方法，使外來移民及其后裔能很快地學會英語，融入美國社會，以便更好地生活與工作。在國外，對雙語教學的界定為：將學生的外語或第二語言，通過教學環境的熏陶，經過若干階段的訓練，使之能代替或接近母語表達的水平。[1]而包括我國在內的不少亞洲國家和地區正在探索試驗的雙語教學，一般是指用英語進行學科教學的一種體系。

二、雙語教學模式

雙語教學主要有以下三種模式[2][3]：（1）全外語型（沉浸式）雙語教學。用外語講授教學內容，本族語不用于教學之中，甚至學校也不使用本族語，以便學生沉浸于弱勢語言之中。（2）混合式雙語教學。使用外文教材，中英文交替講授。（3）半外語型。使用外語教材，中文講授。

三、獨立學院實行雙語教學的問題

獨立學院培養的人才應既是專業人才，又具備較高的文化素質和較強的能力，也就是“一專多能”。“一專”要求學生在基礎理論、基本知識和基本技能方面打下扎實的基礎，具備以后從事職業活動所需要的知識和能力。“多能”使得許多獨立學院英語專業開設雙語課程，以此拓寬專業口徑，提高綜合能力。

對獨立學院學生采取雙語授課，筆者認為開始就完全用英文授課顯然是不太可能的。因為學生的英文水平參差不齊，師生需要一個相互熟悉的過程，所以，不可避免地要經過一段磨合時期。筆者所在獨立學院曾招聘外籍教師在英語專業高年級教授市場營銷課程。由于學生對于市場營銷課程的基本概念都是一知半解，同時獨立學院英語專業學生學習自主性較弱，沒有在課外主動閱讀大量相關內容書籍，從學生反饋來看效果并不好。經過一段時間的探索，學院在英語及經濟管理系培養了一批雙語教師，教學方法主要是混合法雙語教學。英語專業教師教學主要以語言學習為主，有時也兼顧知識學習，而非英語專業教師幾乎完全以理論知識為主，很少顧及語言的學習。所有教師的教學手段相對單一，這無形中增加了課程的學習難度，使其更加枯燥，學生難以接受。

四、獨立學院實行雙語教學的建議

（一）教學方法

由于獨立學院英語專業學生的英文水平參差不齊，師生需要一個相互熟悉的過程，因此雙語教學應由簡入難，循序漸進，先從概念、詞匯入手，慢慢過渡到中英文交互使用，最后條件成熟時，再完全采用英文授課。

（二）師資力量

教師授課能力和學生接受能力的高低是雙語教學成敗的關鍵。教師要做好雙語教學，不僅需要扎實的專業素養、較高的英語水平，更重要的是要將二者很好地結合起來，真正用外語思維開展教學。學校一方面要注重遴選優秀教師開展雙語教學，另一方面要注重對現有師資進行培訓。如聘請有豐富教學經驗的外籍教師開展暑假強化培訓班，對教師進行聽、說專項訓練，在語音語調的規范化、課堂組織用語的積累、教學方法的多樣化等方面進行強化訓練，提高教師的英語語言交流能力和使用英語進行教學的能力。同時聘請國外專家直接面向相應課程組織教師系統講授課程，分析解讀原版教材，幫助教師加強對原版教材的理解和把握，探求適合雙語教學的教學方法。

（三）教材選用

英文原版教材雖是原汁原味，但對學生來說有的太昂貴，有的很難理解。筆者所在學院曾根據外教的要求選用英語原版教材，為了減少學生負擔，就將要學的內容復印下來。但由于學生沒有任何其他專業基礎，很多俗語也不懂，因此教材完全看不懂。筆者認為，選用一本中文教材，同時復印英文原版教材相應的章節發給學生，這樣，學生就可以對照著看，從而更好地理解英文內容，并通過文字了解中外教材編寫體例的不同、思維方式的差異及文化的差異。

五、結語

如何順應社會就業形勢的發展，培養復合型人才是現代許多獨立學院研究的一大課題。獨立學院英語專業的雙語教學尚處于初始階段，沒有太多成功的經驗可以借鑒，其教學模式需要在實踐中不斷摸索，走出一條符合三本院校特點和發展規律的道路。隨著中國對外開放程度的加深和教育國際化速度的加快，雙語教學在優質英文教材的可獲得性、雙語教師水平的提高等方面會有所完善，今后會向全英教學過渡，培養出素質更高的應用型人才，為經濟社會的發展作出更大的貢獻。

參考文獻：

[1]王旭東.關于“雙語教學”的思考[DB/OL].中國教育和科研計算機網.

第2篇：開關電源原理與設計范文

關鍵詞：繼電保護裝置；工作原理；故障分析；驗證

本文從開關電源的原理入手，以測試的角度，對兩種有故障的電源模塊通過試驗再現其故障現象，并分析了其故障原因，最后對改進后的開關電源進行了對比驗證。

1開關電源工作原理

用半導體功率器件作為開關，將一種電源形態轉變為另一形態，用閉環控制穩定輸出，并有保護環節的模塊，叫做開關電源。

高壓交流電進入電源，首先經濾波器濾波，再經全橋整流電路，將高壓交流電整流為高壓直流電；然后由開關電路將高壓直流電調制為高壓脈動直流；隨后把得到的脈動直流電，送到高頻開關變壓器進行降壓，最后經低壓濾波電路進行整流和濾波就得到了適合裝置使用的低壓直流電。

電源工作原理框圖如圖1所示。

圖1開關電源原理圖

2故障現象分析

由于繼電保護用開關電源功能要求較多，需考慮時序、保護等因素，因此開關電源設計中的故障風險較高。另外供電保護裝置又較民用電器工作條件苛刻，影響繼電保護開關電源的安全運行。本文著重分析了兩種因設計缺陷而造成故障的開關電源。

2.1輸入電源波動，開關電源停止工作

1）故障現象：外部輸入電源瞬時性故障，隨后輸入電壓恢復正常，開關電源停止工作一直無輸出電壓，需手動斷電、上電才能恢復。

2）故障再現：用繼電保護試驗儀，控制輸入電壓中斷時間，通過便攜式波形記錄儀記錄輸入電壓和輸出電壓的變化。控制輸入電壓中斷時間長短，發現輸出存在如下三種情況：

a）輸入電源中斷一段時間（約100～200ms）后恢復，此后輸入電壓恢復正常，開關電源不能恢復工作。（此過程為故障情況），具體時序圖見圖2所示。

圖2輸入電源中斷一段時間后恢復

b）輸入電壓長時中斷（大于250ms）后恢復，+5V、+24V輸出電壓均消失，此過程與開關電源的正常啟動過程相同。具體時序圖見圖3所示。

c）輸入電壓短暫中斷（小于70ms）后恢復，+5V輸出電壓未消失，而+24V輸出電壓也未消失，對開關電源正常工作沒有影響。具體時序圖見圖4所示。輸入電壓消失時間短暫，由于輸出電壓未出現欠壓過程，電源欠壓保護也不會動作。

圖3輸入電源長時中斷后恢復

圖4輸入電源短時中斷后恢復

3）故障分析：要分析此故障，應先了解該開關電源的正常啟動邏輯和輸出電壓保護邏輯。

輸入工作電壓，輸出電壓+5V主回路建立，然后由于輸出電壓時序要求，經延時約50ms，+24V輸出電壓建立。

輸出電壓欠壓保護邏輯為：當輸出電壓任何一路降到20％Un以下時，欠壓保護動作，且不能自恢復。

更改邏輯前，因輸入電壓快速通斷而引起的電源欠壓保護誤動作，其根本原因是延時電路沒有依據輸入電壓的變化及時復位，使得上電時的假欠壓信號得不到屏蔽，從而產生誤動作，如圖2所示。

4)解決措施：采取的措施是在保護環節上增加輸入電壓檢測電路，并在延時電容上并接一個電子開關，只要輸入電壓低于定值（開關電源停止工作前的值），該電子開關便閉合，延時電路復位，若輸入電壓重新上升至該設定值，給保護電路供電的延時電路重新開始延時，電源重啟動時的假欠壓信號被屏蔽，徹底解決了由于輸入電壓快速波動所產生的電源誤保護。從而避免了圖2的情況，直接快速進入重新上電邏輯，此時的輸出電壓建立過程見圖3所示。邏輯回路見圖5所示。

圖5增加放電回路后原理圖

5)試驗驗證：用繼電保護試驗儀狀態序列模擬輸入電源中斷，用便攜式波形記錄儀記錄輸出電壓隨輸入電壓的變化波形。調整輸入電壓中斷時間，發現調整后的電源僅出現b）、c）兩種情況，不再出現a）即故障情況。

2.2啟動電流過大，導致供電電源過載告警

1）故障現象：電源模塊穩態工作電壓為220V，額定功率為20.8W，額定輸出時輸入電流約為130mA。當開關電源輸入電壓緩慢增大時，導致輸入電流激增，引起供電電源過載告警。

2）故障分析：經查發現輸入電壓為60V時，電源啟動，此時啟動瞬態電流約為200mA，穩態電流為600mA，啟動時穩態電流和瞬態電流將為600±200mA，造成輸出電流激增。而由于條件限制，此電源模塊的供電電源輸出僅為500mA，因此造成供電電源過載。

由于開關電源工作需要一定的功率，設計中由于未考慮到電源啟動時，輸出回路的啟動需要一定的功率，而啟動電壓比較低，所以功率的突增，必然帶來開關電源啟動瞬態電流的激增，電流的激增對供電電源有較大的沖擊。

3）解決措施：啟動需要的功率一定，如果要減小啟動電流，可以考慮增加啟動電壓的門檻。將開關電源的啟動電壓提高到130～140V。

4）試驗驗證：調整開關電源的啟動電壓后，通過試驗儀模擬輸入電壓緩慢啟動。當開關電源在滿載情況下，試驗中緩慢上升輸入電壓（上升速率5V/s或10V/s），從0～130V啟動，啟動時穩態電流降低到200～220mA，穩態電流大約為200±100mA，因而啟動時穩態電流和瞬態電流將為400±100mA，啟動電流較改進前減小300mA，不會對供電電源造成太大的沖擊。可有效避免輸入電壓瞬間降低時，給整個供電回路造成較大的電流沖擊。

3結束語

從以上問題分析可知，開關電源設計時，需要關注電能變換的各個環節，開關電源的輸出電壓建立和消失時序和電源的保護功能，是緊密聯系的，當其中的某一環節存在缺陷時，開關電源就不能正常工作。因此在開關電源設計前，應重點進行兩種工作：

1)考慮諸如此類的問題，如啟動功率一定時，啟動電壓門檻過低，會產生輸出電流瞬態突增的現象。

第3篇：開關電源原理與設計范文

關鍵詞： 開關電源；數字控制；單片機

中圖分類號：TM44 文獻標識碼：A 文章編號：1671－7597（2012）0210075－01

0 引言

直流穩壓電源已廣泛地應用于許多工業領域中。在工業生產中（如電焊、電鍍或直流電機的調速等），需要用到大量的電壓可調的直流電源，他們一般都要求有可以方便的調節電壓輸出的直流供電電源。目前，由于開關電源效率高，小型化等優點，傳統的線性穩壓電源、晶閘管穩壓電源逐步被直流開關穩壓電源所取代。開關電源主要的控制方式是采用脈寬調制集成電路輸出PWM脈沖，采用模擬PID調節器進行脈寬調制，這種控制方式，存在一定的誤差，而且電路比較復雜。本文設計了一種以ST公司的高性能單片機μpsd3354為控制核心的輸出電壓大范圍連續可調的功率開關電源，由單片機直接產生PWM波，對開關電源的主電路執行數字控制，電路簡單，功能強大。

1 功率直流電源系統原理與整體設計

1.1 系統原理。本功率直流電源系統由開關電源的主電路和控制電路兩部分組成，主電路主要處理電能，控制電路主要處理電信號，采用負反饋構成一個自動控制系統。開關電源采用PWM控制方式，通過給定量和反饋量的比較得到偏差，并通過數字PID調節器控制PWM輸出，從而控制開關電源的輸出。

1.2 系統整體設計。系統硬件部分由輸入輸出整流濾波電路、功率變換部分、驅動電路、單片機系統和輔助電路等幾部分組成。

當50Hz、220V的交流電經電網濾波器消除來自電網的干擾，然后進入到輸入整流濾波器進行整流濾波，變換成直流電壓信號。該直流信號通過功率變換電路轉化成高頻交流信號，高頻交流信號再經輸出整流濾波電路轉化成直流電壓輸出。控制電路采用PWM脈寬調制方式，由單片機產生的脈寬可調的PWM控制信號經驅動電路處理后，驅動功率變換電路工作。 利用單片機高速ADC轉換通道定時采集輸出電壓，并與期望值比較，根據其誤差進行PID調節。電壓采集電路實現了直流電壓V0的采集，并使其與A/D轉換器的模擬輸入電壓范圍匹配，在開關電源發生過壓、過流和短路故障時，保護電路對電源和負載起保護作用。輔助電源為控制電路、驅動電路等提供直流電源。

2 開關電源主電路設計

開關電源主電路是用來完成DC-AC-DC的轉換，系統主電路采用全橋型DC-DC變換器，本系統采用的功率開關器件是EUPEC公司的BSM 50GB120DN2系列的IGBT模塊，每個模塊是一個半橋結構，故在全橋系統中，需要兩個模塊。每個模塊內嵌入一個快速續流二極管。

3 控制電路硬件設計

3.1 控制電路結構框圖。功率直流電源的控制電路采用ST 公司的μpsd3354單片機為核心。控制電路主要完成如下功能：電壓采集、A/D轉換、閉環調節、PWM信號產生，IGBT驅動與保護、鍵盤輸入和輸出電壓顯示等功能。控制電路主要包括：單片機系統、電壓采集電路、IGBT驅動電路和鍵盤、顯示電路等。系統通過PWM輸出控制功率轉換開關的導通與關斷時間，完成對輸出電壓的穩定控制，通過A/D轉換完成對開關電源輸出電壓的采樣，同時采用電壓閉環控制，開關電源工作時，根據期望值與電壓反饋值的偏差，由單片機實現對PWM占空比進行PID調節。

3.2 IGBT驅動電路設計。為了精確控制開關電路的電壓輸出，本系統采用脈寬調制方式調節開關管的工作狀態。根據電壓控制算法（可采用改進的PID控制算法）設置單片機產生不同占空比的方波信號，經過光電耦合器控制開關器件，調整電路輸出設定的電壓值。要使IGBT正常工作，合適的驅動是至關重要的。驅動電路的任務是將控制電路發出的信號轉換為加在電力電子器件控制端和公共端之間、可以使其開通或關斷的信號。同時驅動電路通常還具有電氣隔離及電力電子器件的保護等功能。

3.3 傳感器輸入通道與A/D轉換。系統通過電壓傳感器采集電壓信號，經過A/D轉換被單片機接收。本系統采用CHV系列霍爾電壓傳感器采集電壓，采用μpsd3354單片機內部的A/D轉換器進行模數轉換，線路連接簡單，精度最大為5mV。基本能滿足控制要求。

3.4 鍵盤和顯示電路。功率直流電源的鍵盤和顯示電路部分都裝在操作面板上，由單片機控制。本系統采用自制4×4矩陣鍵盤，以單片機的PB4～PB7做輸出線，PB0～PB3做輸入線。顯示部分采用動態數碼顯示，以專用的數碼管顯示驅動芯片MAX7219進行驅動。

4 系統軟件設計

系統軟件主要由主程序和中斷服務程序組成，主要用來實現以下功能：鍵盤掃描、數碼顯示、A/D轉換、數字PID調節和PWM波形產生等。鍵盤掃描和數碼顯示這里不作介紹，本設計主要是采用軟件方式來實現功率直流電源的數字控制。

4.1 主程序設計。主流程在完成各種變量和I/O初始化后，可以輸入期望電壓值并存入寄存器，當按下啟動按鈕后，啟動電源系統，這里設定啟動時，使PWM輸出占空比為最小值，即0.1％。啟動后，調用A/D轉換子程序并讀入鍵值，將反饋電壓值與給定電壓值相比較后，調用PID調節運算，更新驅動波形的占空比，然后調用PWM產生子程序輸出PWM信號，并通過顯示子程序顯示輸出電壓。

4.2 A/D轉換部分子程序。直接利用單片機10位ADC口，A/D轉換部分程序比較簡單，程序只要完成如下功能：選擇模擬輸入通道，并預制分頻數；配置控制寄存器ACON；讀取A/D轉換后的數值，返還ADTA0、ADTA1中的數據。

4.3 PID調節子程序。PID調節由單片機來實現，單片機對給定信號與反饋信號相減得到的誤差來計算調整量，用以控制開關的占空比。算法中，做了一點修正，當偏差與積分符號相反時，積分清零。因為若符號相反，說明積分項起了反作用，故把積分項清零。

5 結束語

本系統將開關電源與單片機系統結合起來，設計了一種輸出電壓連續可調的功率開關電源。該電源精度高，電路簡單，操作靈活，具有良好的應用前景。單片機控制直流電源符合電力電子新技術產品向“四化”方向發展的要求，即應用技術的高頻化、硬件結構的模塊化、軟件控制的數字化、產品性能的綠色化。

參考文獻：

[1]PressmanA，開關電源設計二版[M].王志強譯，北京：電子工業出版社，2005.

第4篇：開關電源原理與設計范文

關鍵詞：直流開關電源 控制電路 TOP247YN 電路

中圖分類號：TN86 文獻標識碼：A

引言

目前，各種各樣的開關電源以其小巧的體積、較高的功率密度和高效率正越來越得到廣泛的應用。伴隨著電力系統自動化程度的提高，特別是其保護裝置的微機化，通訊裝置的程控化，對電源的體積和效率的要求也在不斷提高。可以說，適應各類開關電源的控制集成電路功能正在不斷完善，集成化水平不斷提高，外接原件也是越來越少。開關電源的研制生產正在日趨簡化，成本也日益下降，而且集成控制芯片種類也越來越多。

針對開關電源，其中的控制電路部分發揮著很大作用，對于一個電路是否能夠輸出一個穩定的直流電壓，反饋環節就顯得尤為重要。如今，在直流開關電源中，大都采用PWM控制方式來調整占空比從而進一步來調整輸出電壓[1]。在開關電源中，控制電路通常都是采用集成控制芯片來加以控制。

在本文設計中，考慮到小型、高效的設計初衷，控制電路部分決定采用集成化程度較高的單片開關電源芯片TOP247YN，通過它可把MOSFET和PWM控制電路較好地集成在一起，這樣可使得芯片電路更簡單而實用，從而使得設計出的開關電源更加小型化。

1、 TOP247Y的基本工作原理及主要工作過程

在本文設計中采用的TOP247Y就是屬于第四代開關器件。

其主要工作原理是：TOP247Y控制芯片是利用反饋電流IC來通過調節占空比D，從而達到穩定輸出電壓的目的，屬于PWM控制類型中的PWM型電流反饋模式。當輸出電壓升高時，經過光耦反饋電路使得IC增加，則占空比將減小，從而達到穩壓的目的[3]。反之亦然。

TOP247Y控制芯片內部主要工作過程：在啟動的過程中，當濾波后的直流高電壓加在D管腳時，MOSFET起初處于關斷狀態，在開關高壓電流源連接在D管腳和C管腳之間，C管腳的電容被充電。當C管腳的電壓VC達到5.8V左右時，控制電路被激活并開始軟啟動。在10ms左右的時間內，軟啟動電路使MOSFET的占空比從零逐漸上升到最大值。如果在軟啟動末期，沒有內部的反饋和電流回路加載管腳C上，高電壓電流源將轉向，C管腳在控制回路之間通過放電來維持驅動電流。

芯片自身消耗的過電流是通過內部電阻RE轉到S腳。這個電流是通過內部電阻RE控制MOSFT的占空比來提供閉合回路的調節。這個調節器有一個有限的低輸出電阻ZC，可設定誤差放大器的增益，被用在主要的控制回路。在控制回路中，動態變化的電阻ZC以及內部的C管腳電容可以設定主極點。當出現錯誤的情況時，如開環或輸出短路時，可以阻止內部電流進入C引腳。

C引腳的電容開始放電到4.8V，在4.8V時，自動重啟被激活，使得輸出MOSFET關斷，把控制回路鉗位在一個低電流的模式。在高電壓電流源打開，有繼續給電容充電。內部帶遲滯電源欠壓比較器通過使高電壓電流源通斷來保持VC的電壓在4.8V到5.8V的區域內。

2、開關電源芯片的電路選擇

TOP系列的控制芯片的控制引腳C的電路基本類似，在本文設計中，C6選擇0.1uF。電容C7選擇47uF/10V的低成本電解電容。而串聯電阻R8選擇為6.8Ω/0.25W的電阻。■

參考文獻

[1] 沙占友. 新型單片開關電源的設計與應用[M] . 北京：電子工業出版社， 2001.

[2] 楊 旭，裴云慶，王兆安. 開關電源技術[M] . 北京： 機械工業出版社， 2002.

第5篇：開關電源原理與設計范文

【關鍵詞】波特圖;電流型開關電源;高效率;建模

Abstract：A synchronous buck type switching power supply is designed in this paper.Pulse width-period skip method is used to improve the efficiency under light load;Simulation results show that the power input voltage ranges from 2.3 to 4V;When the input voltage is 3.3V and system frequency is 2MHz，the output voltage stablilizes at 1.8V within 2% ripple;A 0.7% linear adjustment rate is measured under 1A load current by changing supply voltage from 3.3 to 4V in a short time;When the load is changed from 0.5 to 1.1A suddenly，the load adjustment rate is 0.8%;When the load is changed from 70mA-1A，the power conversion efficiency keeps from 65% to 95.2%.

Keywords：Bode plot;current mode switching power supply;high efficiency;modeling

1.引言

同步峰值電流型開關電源有兩個環路，電流內環完成電流采樣，電壓外環完成電壓采樣，根據采樣結果穩定輸出電壓。當占空比大于50%時，電流環容易產生次諧波振蕩，因此必須加入斜坡補償環節。在一些低功耗產品中，對開關電源的輕載效率越來越高。本文創新新性地提出了脈寬跳周期方式有效地提高了電源輕載效率。通過仿真，電源的各項指標性能比較理想，與傳統的設計方法相比，此設計方法簡單，且提高了開關電源的設計效率。給工程人員設計開關電源提供了參考依據[1]。

2.關鍵電路

本文設計關鍵電路是脈寬-跳周期切換邏輯控制模塊和環形振蕩器模塊。最后接上元件進行以下各類仿真驗證。

2.1 邏輯控制電路

驅動控制電路主要完成了PWM和PSM切換、死區控制、模式強制選擇、過零關斷續流管等功能，其電路原理如圖1所示。脈寬-跳周期模其原理如下，設定PSM切換時電流為200mA，V_PSM0表示當電感電流為200mA時的采樣電壓，VS表示任意時候的采樣電壓。COMP1是一個比較器，當VS在V_PSM0上下波動時，COMP1的輸出為一系列的高低電平。當輸出為高時，VS低于V_PSM0，表示電感平均電流小于200mA，也就是負載較輕，所以系統應工作在SKIP模式。此時，COMP1的輸出通過一個反相器后為低電平，決定了I2，I4兩個與非門的輸出為高電平，因此P_DRV和N_DRV信號都是高電平，也就關斷了主開關管，打開續流管，使電路工作在SKIP模式下。當VS的電壓大于V_PSM0時，表示輸出電流大于200mA，電路工作在重載模式，此時I2，I4的一個輸入端便為高電平，其輸出決定于D觸發器的輸出，也就決定于PWM信號，PWM是來自于由輸出電壓和電流決定的占空比變化的脈沖序列，因此電路此時在PWM模式下[3-5]。

圖1 邏輯驅動電路原理圖

圖2

2.2 環形振蕩器電路

振蕩器是絕大多數電子系統的主要組成部分，主要構成整個系統時鐘驅動部分。一般來說振蕩器主要分張弛振蕩器、環形振蕩器、LC振蕩器等。本電源系統工作頻率為2MHz，在此頻率下用環形比較器比較容易實現，而且環形比較器結構比較簡單，大大提高了設計效率[6，7]。其電路原理圖如圖2所示。

3.仿真結果

3.1 振蕩器

通過tsmc018rf工藝對電路在spectre下仿真，其瞬態結果如圖3所示。從圖中可以看到電路的頻率很接近2MHz，達到了電路設計指標。

圖3 環形振蕩器瞬態仿真結果

3.2 輸出電壓與紋波驗證

電源測試條件為：輸入電壓3.3V、輸出電壓預期值為1.8V、占空比D為0.545、負載電阻1.8歐、工作頻率2MHz、輸出電感1uH、輸出電容28nF。瞬態仿真的結果如圖4所示。上面是輸出電壓，下面是電感電流。可以看到DC-DC輸出電壓是1.8V，紋波電壓大小為0.02V，小于5%，達到了設計指標。

圖4 瞬態仿真結果

3.3 輸入電壓范圍驗證

輸入電源范圍仿真驗證，負載電流選擇1A、輸出電壓Vout=1.8V時，將電源電壓從2.3到4V內變化，監視輸出電壓變化情況。從圖5仿真波形來看，當輸入電壓在2.3到4V范圍內變化時，輸出電壓一直穩定在1.8V，說明電路達到了設計指標中的輸入電壓范圍。

3.4 負載調整率驗證

電源的負載調整率如圖6所示，當負載電流從0.5A突變到1.1A時以及再突變回0.5A的過程中，輸出電壓變化不超過0.3V，而且僅用了0.4ms就穩定在了1.8V，負載調整率為0.8%，其瞬態響應速度比較理想。

圖5 輸入電壓范圍掃描

圖6 負載調整率驗證結果

圖7 開關電源線性調整率仿真

圖8 開關電源轉換效率

3.5 線性調整率

固定負載電流為1A，將電源電壓3.3V在5us內變化至4V，經歷一段時間后在5us內又變化至3.3V，監視輸出電壓的紋波。圖7為線性調整率結果，從上往下依次是輸出電壓、輸入電壓、輸出電流。可以看到，無論是輸入電壓突然增大還是減小，輸出電壓和電流都能很快地調整到額定值，且抖動量都（下轉第106頁）（上接第103頁）很小，經測量，其線性調整率為0.7%，達到預期指標。

3.6 效率曲線

本文設計的開關電源采用了電流型同步整流的方式，同時運用了脈寬-跳周期雙模調制的方法，提高了輕載的效率，其效率曲線如圖7所示。結果表明，當負載從70mA-1A變化時電源轉換效率達到65%-95.2%。

4.結束語

全文完整地敘述了開關電源從建模到電路實現的設計流程。運用Matlab仿真工具，從電流環路增益以及控制到輸出傳遞函數波特圖這兩種角度簡單地得到了系統需要的補償斜率;提出了脈寬與跳周期相結合提高輕載效率的方法。仿真結果表明電源各項指標都比較好，為工程人員進行開關電源設計提供了參考依據。

參考文獻

[1]李文，雷虹，馮進軍，陳銀杏.小型高效小功率開關電源的設計[J].電力電子技術，2006，40（5）：110-142.

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第6篇：開關電源原理與設計范文

關鍵詞：開關電源；高頻變壓器；電容效應

一、開關電源及其中的高頻變壓器

所謂開關電源是利用現代電力電子技術，控制快關管開通和關斷的時間比率，維持穩定輸出電壓的一種電源。通常開關電源是由脈沖寬度調制控制IC和MOSFET構成的。它具有造型小、應用方便、重量輕、效率高、危險性低等特點，促使其已經廣泛的應用于各種電子設備中，成為當下這個雄心時代中電子領域不可或缺的一種電源方式。目前開關電源主要分為兩大類，即微型低功率開關電源和反轉式串聯開關電源。

（1）微型低功率開關電源。它的出現正好滿足人們對開關電源微型化、高效化、方便等方面的需求，這是得微型低功率開關電源快速的代替變壓器而廣泛的應用于各種電子設備中。

（2）反轉式串聯開關電源。它所輸出的電壓是負電壓，并且能夠像負載輸出電流，這是一般串聯式開關所無法企及的。另外，相對于一般串聯式開關電源來說，他所輸出的電流小于一般串聯式開關電源的一倍，能夠有效的節約電量的使用，實現長時間供電。

高頻變壓器是工作頻率超過中頻（10kHz）的電源變壓器。它是開關電源最主要的組成部分，直接決定快關電源的應用效果。在開關電源中高頻變壓器主要的工作原理是當初級線圈游交流電流通過時磁芯產生交流磁通，促使次級線圈中感應出電壓，再向外傳輸。

二、開關電源高頻變壓器電容效應建模與分析

高頻變壓器作為開關電源的重要組成部分，其能夠促使開關電源具有良好應用性的同時也會給開關電源帶來一定的影響，阻礙開關電源進一步高頻化和高密度化。針對此種情況，需要從磁性元件著手，合理而有效的設計及磁性元件，降低其磁性干擾程度。高頻變壓器中分布的電容對開關電源的磁性干擾程度較大，卻沒有得到很好的處理，依舊應用傳統的模型。以下筆者就開關電源高頻變壓器電容效應建模與分析進行探討。

1.現有變壓器模型分析

在當下，廣泛應用于開關電源中的變壓器模型主要是含有3個集總電容，也就是原邊繞組電容、副邊繞組雜散電容以及原邊和副邊繞組間的雜散電容所構成的模型（如圖一所示）。此變壓器模型中的原邊和副邊所具有的電場耦合能力是干擾開關電源的關鍵。就開關電源的電磁干擾分析結果來看，變頻器原邊和副邊電容能夠形成共模干擾噪音，作用于變頻器運用過程中，進而影響開關電源。

2.共模端口有效電容

在進行開關電源高頻變壓器電容效應建模前，明確共模端口有效這一問題，對于合理的。有效的構建電容效應模型是非常必要的。由于變壓器中所分布的電容是共模電流傳輸主要參數，要想準確的掌握共模端口有效電容，就以此為突破口展開詳細的分析。就現有變壓器模型來看，變壓器共模端口有效電容是有變壓器兩個端口網路參數構成的，也就是噪音源施加在變壓器一端，共模噪音電流會經過線圈作用到另一端的電源上。共模噪音源在傳輸噪音電流的過程中在經過線圈時會作用到變壓器的副邊繞組雜散電容上，進而使噪音電流通過雜散電容，在變壓器中傳輸。這也就意味著變壓器會產生噪音電壓，而高頻變壓器屬于開關電源的一部分，開關電源在噪音電壓的影響下受到嚴重的干擾。

3.開關電源高頻變壓器電容效應建模

以上對于現下所應用的變壓器模型及其共模端口有效電容了解后，可以將其作為構建新電容效應模型的依據。要想構建有效的高頻變壓電容效應模型主要的問題是如何抑制共模噪音，針對此問題最佳的解決辦法是有效的將能量端口有效電容與共模有效電容都轉化為原邊電壓的有效電容，充分的運用原邊繞組電容進行電流的傳輸，避免噪音電流通副邊繞組雜散電容，而最終干擾開關電源。通過此種方式構建的變壓器電容模型（如圖二所示）需要進行共模噪音測試，確定共模噪音不會干擾到開關電源才能夠正式的將變壓器電容效應模型應用到開關電源中。結束語：

在當下這個信息時代中，電子領域已經越來越重要，各種電子設備廣泛的應用為提高我國的經濟水平做出巨大貢獻。開關電源是各種電子設備不可或缺的一部分，其具有型小、高效率等特點，應用在各種電子設備中占用的空間小，但作用大，能夠有效的應用于設備中。但是，目前開關電源效率進一步提升受阻，主要是開關電源中高頻變壓器能夠進行磁性干擾，抑制開關電源的高頻化。本文就高頻變壓器中分布電容影響開關電源高頻化這一因素進行分析，確定高頻變壓器中電容效應模型不佳是產生磁性干擾的原因，進而詳細的探究高頻變壓器電容效應建模，希望能夠對于提高開關電容的應用性有所幫助。

參考文獻：

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第7篇：開關電源原理與設計范文

關鍵詞 開關電源；熱分析；ANSYS；熱設計

中圖分類號TN86 文獻標識碼A 文章編號 1674-6708（2011）47-0034-02

0 引言

開關電源被廣泛的應用于國防軍事，工業自動化，家用電氣等領域的電子系統中。隨著開關電源逐步向小型化、高頻化、高功率密度發展，用戶對開關電源的可靠性設計提出了更高的要求。溫升是影響開關電源可靠性的關鍵性因素，如何將熱量高效快速的導出，成為電源工程師的首要任務[1]。熱設計的好壞直接影響著開關電源的可靠性和壽命，因而熱設計是開關電源可靠性設計的重要環節。

本文以一個工作于密閉電源盒的開關電源為例，利用有限元軟件ANSYS對開關電源進行熱設計，來提高整個開關電源的散熱性能，使得開關電源的主要發熱器件的溫度控制在允許的范圍內，保證開關電源安全可靠的運行。

1 開關電源的熱分析

本文中開關電源為反激式，具有有源功率因數校正(APFC)環節，主要發熱元件有開關管，整流二極管，大功率電阻，變壓器與電感等[2]。

首先利用ANSYS分析工作在空氣中開關電源的溫度分布情況。

1.1 仿真邊界條件和載荷說明

1）環境溫度：25℃；

2）對流系數：6W/m?K；

3）載荷：器件的生熱率（P為器件的發熱功率，V是器件等效熱源的體積）。

1.2 模型的簡化處理

1）對于簡化線圈模型來說，由于線圈在實際中是由一圈一圈的漆包線繞制的，而且這樣的繞線也不規則，在模型建立中使用單一圓柱體來代替多圈的導體；

2）芯片熱源等效為長方體。

1.3 網格模型

模型中有些部分的尺寸微小，如MOSFET的等效熱源，尺寸為13.8×8×0.2mm3。選用ANSYS軟件中的SOLIDTO單元．通過設置MSHKEY和MSHAPE兩個選項，完成對單元形狀的控制。在建立網格處理不規則體的時候，特別是連接處理后的非六面體的情況，采用退化的四面體單元進行網格劃分，可以通過設定ESIZE，LESIZE的大小來決定單元網格的大小，則模型網格單元數目為324532。

1.4 仿真結果分析

表1中是工作在空氣中開關電源的溫度分布情況。利用紅外熱像儀測得的溫度，與仿真的溫度值對照，相對誤差較小，具有很好的準確性。實際上，此開關電源工作在一個封閉的電源盒內，內部的空氣流動速度很慢，在理想狀態下，認為內部空氣處于絕熱狀態，幾乎不導熱。因而各器件的實際工作時溫度會更高。因此。為保證開關電源安全可靠的運行。必須采取有效的散熱措施，迅速的將電源盤內部的熱量導出，降低主要熱源的溫度。

2 開關電源的熱設計分析

如何尋找低熱阻通路來將熱最迅速導出是設計開關電源熱設計的關鍵問題，因為只有開關電源器件的結點溫度降低后，這樣才能避免高溫而導致開關電源可靠性下降的問題。此開關電源工作在一個封閉的電源盤內，由于工作環境特殊，不允許加風扇，只能采取自然散熱的措施。其熱設計的內容包括電源盤的內部熱設汁和電源盤的外部熱設計。

通過設計將開關電源的前后級MOSFET，后級二級管，整流橋的溫度控制在60℃以內，變壓器的溫度低于65℃。

2.1 電源盒的內部熱設計

開關電源的電源盒內部熱設計主要是調整器件布局和改變內部介質。

1）電路布局的熱設計

密封電源盤內熱源的主要散熱途徑有以下幾個方面：首先，通過熱源經盒內介質向殼體傳導的熱量，可以通過對流和輻射在殼體的表面將熱量發散到大氣中；其次，通過盒體內部的介質可以把熱量傳遞到其他部件上，這樣就可以形成溫度的疊加效應。

所以，在設計過程中，在考慮不影響電路性能的情況下，應該使得發熱部件盡可能分散，且在電路板邊緣分布，另外，固定在電源盒的導熱鋁板應該與其相連。電路板的后邊緣則應該放置前后級MOSFET和整流橋，與電源盒的側壁相連靠的是2mm的導熱鋁板；而電路板的前側邊緣放置后級二極管，同樣，電源盒的側壁相連靠的是同樣厚度表2是開關電源電路靠局調整前后的溫度對照表，通過表2可以得出如下結論：

首先，可以看出前后級的MOSFET、整流橋和后級二極管溫度都有明顯的降低變化，其主要的原因是因為由于低熱阻通路-導熱鋁板的存在，使得電路布局為這些器件與外殼之間存在這樣一種合理的通路，這樣就可以使得器件產生的熱量傳導到電源盒體，從而溫度梯度也得以降低。

其次，對于變壓器來說，溫度變化很小。通過內部空氣傳導到電源盒的變壓器的熱量，在加上空氣的熱阻很大的原因，這樣可以認為在密閉條件較好的情況下的絕熱狀態。同時，最高結點溫度和環境溫度梯度也很大，這樣來說對于變壓器溫度沒有明顯的降低。

變壓器的溫度變化很小。這是因為變壓器的熱量主要通過內部空氣傳導到電源盒，而空氣的熱阻很大，在密閉條件很好的情況下，可以認為處于絕熱狀態。變壓器的最高結點溫度與環境的溫度梯度很大，導致溫度沒有明顯的降低。所以盡管電路布局的調整改善了開關電源的溫度分布情況， 有些器件的還存在較高的溫度梯度，無法滿足安全可靠運行的要求。

2）電源盒內部介質的熱設計

熱量主要以傳導方式由內部器件傳到電源盒，這一點可以從前面的電源盒內熱源的散熱途徑獲得，經過對流換熱的方式散發到空氣中。根據傳導散熱的原理，內部介質的導熱系數可以看做是影響電源盒內部溫度梯度的主要因素，其中，由于介質的導熱系數與內部熱源的溫度梯度成反比的原因，說明了質的導熱系數越大，內部器件的溫度梯度就越小，熱源的結點溫度就越低。

根據開關電源主要器件溫度與內部介質的導熱系數的關系曲線可以得出如下的結論：

（1）器件的溫度和內部介質導熱系數變化成反比，并且基本上所有器件最終趨于同一溫度。

（2）變壓器的溫度曲線存在一定區別，表現在介質導熱系數為1.2 W/m?K時有一定的上升，這可能是因為變壓器的溫度低于其他熱源的溫度，但是需要注意熱量具有從溫度高的流向溫度低物體的規律，這樣由于變壓器溫度相對較低時，當存在其他熱源的影響，變壓器溫度也是可以理解的。

2.2 電源盒的外部熱設計

電源盒的壁厚和殼體表面肋片的設計構成了電源盒的外部熱設計，需要注意，其表面的散熱方式為對流和輻射，這樣，根據流散熱的原理，表面散熱面積則是影響散熱的主要因素，其中，電源盒的表面散熱面積與外殼肋片的高度影響直接相關。

開關電源的傳導散熱主要受到電源盒的壁厚的影響，同時，電源盒表面的對流散熱則受到外殼的肋片高度影響。因此，對于多熱源的封閉盒體來說，在限定電源盒尺的條件下，外殼的肋片高度對于散熱的影響一般大于壁厚的影響，所以對于封閉盒體來說，主要的散熱形式為表面的對流散熱，這樣能有效的散發熱量，降低盒體內部器件的結點溫度。

所以根據上述結果分析可知，對于電源熱設計中需要采用內部灌膠，而對于主要發熱器件來說則需要通過導熱鋁板與電源盒外殼相連，同時采取電源盒外殼加肋片的綜合散熱措施，這樣可以有效控制開關電源溫度，達到預定目標，從而滿足設計要求。

3 結論

本文開共電源因其工作環境的要求，限制了散熱措施的選擇。在只能采取自然散熱措施，且功耗很大，電源盒的尺寸和重量受到嚴格限制的條件下，分別對電路板和電源盒的結構進行了熱設計，尋找一種有效的散熱措施，降低了主要器件的溫度，提高開關電源的可靠性，延長了壽命。

參考文獻

第8篇：開關電源原理與設計范文

關鍵詞：PWMSG3524控制器

引言

開關電源一般都采用脈沖寬度調制（PWM）技術，其特點是頻率高，效率高，功率密度高，可靠性高。然而，由于其開關器件工作在高頻通斷狀態，高頻的快速瞬變過程本身就是一電磁騷擾（EMD）源，它產生的EMI信號有很寬的頻率范圍，又有一定的幅度。若把這種電源直接用于數字設備，則設備產生的EMI信號會變得更加強烈和復雜。

本文從開關電源的工作原理出發，探討抑制傳導干擾的EMI濾波器的設計以及對輻射EMI的抑制。

1開關電源產生EMI的機理

數字設備中的邏輯關系是用脈沖信號來表示的。為便于分析，把這種脈沖信號適當簡化，用圖1所示的脈沖串表示。根據傅里葉級數展開的方法，可用式（1）計算出信號所有各次諧波的電平。

式中：An為脈沖中第n次諧波的電平；

Vo為脈沖的電平；

T為脈沖串的周期；

tw為脈沖寬度；

tr為脈沖的上升時間和下降時間。

開關電源具有各式各樣的電路形式，但它們的核心部分都是一個高電壓、大電流的受控脈沖信號源。假定某PWM開關電源脈沖信號的主要參數為：Vo=500V，T=2×10－5s，tw=10－5s，tr=0.4×10－6s，則其諧波電平如圖2所示。

圖2中開關電源內脈沖信號產生的諧波電平，對于其他電子設備來說即是EMI信號，這些諧波電平可以從對電源線的傳導干擾（頻率范圍為0.15～30MHz）和電場輻射干擾（頻率范圍為30～1000MHz）的測量中反映出來。

在圖2中，基波電平約160dBμV，500MHz約30dBμV，所以，要把開關電源的EMI電平都控制在標準規定的限值內，是有一定難度的。

2開關電源EMI濾波器的電路設計

當開關電源的諧波電平在低頻段（頻率范圍0.15～30MHz）表現在電源線上時，稱之為傳導干擾。要抑制傳導干擾相對比較容易，只要使用適當的EMI濾波器，就能將其在電源線上的EMI信號電平抑制在相關標準規定的限值內。

要使EMI濾波器對EMI信號有最佳的衰減性能，則濾波器阻抗應與電源阻抗失配，失配越厲害，實現的衰減越理想，得到的插入損耗特性就越好。也就是說，如果噪音源內阻是低阻抗的，則與之對接的EMI濾波器的輸入阻抗應該是高阻抗（如電感量很大的串聯電感）；如果噪音源內阻是高阻抗的，則EMI濾波器的輸入阻抗應該是低阻抗（如容量很大的并聯電容）。這個原則也是設計抑制開關電源EMI濾波器必須遵循的。

幾乎所有設備的傳導干擾都包含共模噪音和差模噪音，開關電源也不例外。共模干擾是由于載流導體與大地之間的電位差產生的，其特點是兩條線上的雜訊電壓是同電位同向的；而差模干擾則是由于載流導體之間的電位差產生的，其特點是兩條線上的雜訊電壓是同電位反向的。通常，線路上干擾電壓的這兩種分量是同時存在的。由于線路阻抗的不平衡，兩種分量在傳輸中會互相轉變，情況十分復雜。典型的EMI濾波器包含了共模雜訊和差模雜訊兩部分的抑制電路，如圖3所示。

圖中：差模抑制電容Cx1，Cx20.1～0.47μF；

差模抑制電感L1，L2100～130μH；

共模抑制電容Cy1，Cy2<10000pF；

共模抑制電感L15～25mH。

設計時，必須使共模濾波電路和差模濾波電路的諧振頻率明顯低于開關電源的工作頻率，一般要低于10kHz，即

在實際使用中，由于設備所產生的共模和差模的成分不一樣，可適當增加或減少濾波元件。具體電路的調整一般要經過EMI試驗后才能有滿意的結果，安裝濾波電路時一定要保證接地良好，并且輸入端和輸出端要良好隔離，否則，起不到濾波的效果。

開關電源所產生的干擾以共模干擾為主，在設計濾波電路時可嘗試去掉差模電感，再增加一級共模濾波電感。常采用如圖4所示的濾波電路，可使開關電源的傳導干擾下降了近30dB，比CISOR22標準的限值低了近6dB以上。

還有一個設計原則是不要過于追求濾波效果而造成成本過高，只要達到EMC標準的限值要求并有一定的余量（一般可控制在6dB左右）即可。

3輻射EMI的抑制措施

如前所述，開關電源是一個很強的騷擾源，它來源于開關器件的高頻通斷和輸出整流二極管反向恢復。很強的電磁騷擾信號通過空間輻射和電源線的傳導而干擾鄰近的敏感設備。除了功率開關管和高頻整流二極管外，產生輻射干擾的主要元器件還有脈沖變壓器及濾波電感等。

雖然，功率開關管的快速通斷給開關電源帶來了更高的效益，但是，也帶來了更強的高頻輻射。要降低輻射干擾，可應用電壓緩沖電路，如在開關管兩端并聯RCD緩沖電路，或電流緩沖電路，如在開關管的集電極上串聯20～80μH的電感。電感在功率開關管導通時能避免集電極電流突然增大，同時也可以減少整流電路中沖擊電流的影響。

功率開關管的集電極是一個強干擾源，開關管的散熱片應接到開關管的發射極上，以確保集電極與散熱片之間由于分布電容而產生的電流流入主電路中。為減少散熱片和機殼的分布電容，散熱片應盡量遠離機殼，如有條件的話，可采用有屏蔽措施的開關管散熱片。

整流二極管應采用恢復電荷小，且反向恢復時間短的，如肖特基管，最好是選用反向恢復呈軟特性的。另外在肖特基管兩端套磁珠和并聯RC吸收網絡均可減少干擾，電阻、電容的取值可為幾Ω和數千pF，電容引線應盡可能短，以減少引線電感。實際使用中一般采用具有軟恢復特性的整流二極管，并在二極管兩端并接小電容來消除電路的寄生振蕩。

負載電流越大，續流結束時流經整流二極管的電流也越大，二極管反向恢復的時間也越長，則尖峰電流的影響也越大。采用多個整流二極管并聯來分擔負載電流，可以降低短路尖峰電流的影響。

開關電源必須屏蔽，采用模塊式全密封結構，建議用1mm以上厚度的鍍鋅鋼板，屏蔽層必須良好接地。在高頻脈沖變壓器初、次級之間加一屏蔽層并接地，可以抑制干擾的電場耦合。將高頻脈沖變壓器、輸出濾波電感等磁性元件加上屏蔽罩，可以將磁力線限制在磁阻小的屏蔽體內。

根據以上設計思路，對輻射干擾超過標準限值20dB左右的某開關電源，采用了一些在實驗室容易實現的措施，進行了如下的改進：

——在所有整流二極管兩端并470pF電容；

——在開關管G極的輸入端并50pF電容，與原有的39Ω電阻形成一RC低通濾波器；

——在各輸出濾波電容（電解電容）上并一0.01μF電容；

——在整流二極管管腳上套一小磁珠；

——改善屏蔽體的接地。

經過上述改進后，該電源就可以通過輻射干擾測試的限值要求。

第9篇：開關電源原理與設計范文

關鍵詞：開關電源；UC3842；雙入多出

開關電源是基于電力電子技術，通過控制開關管通斷的占空比產生一定幅值的電壓，再利用變壓器、穩壓芯片等器件實現要求電壓的穩定輸出。開關電源產品廣泛應用于工業自動化控制、軍工設備、科研設備、通訊設備、電力設備、數碼產品等領域。為了解決上述問題，本文介紹了一種基于UC3842的雙入多出開關電源，直流、交流雙模輸入，7路直流輸出。

1 開關電源工作基本原理

根據開關電源的結構可知，其工作基本原理為：輸入端接入220V工頻交流電，經輸入濾波和整流濾波，轉化為高壓直流電，通過開關電路和高頻變壓器將電壓轉化成低壓脈沖，最后經整流濾波輸出直流電壓。電路中存在雙重反饋，即電壓反饋和電流反饋。輸出電壓對控制電路進行反饋，據此控制電路來調節開關管的占空比；保護電路中的電流反饋信號與誤差放大器的輸出電平相比較，用于控制鎖存器，保護電路安全。通過電壓電流的雙重反饋控制，可達到較為穩定的電壓輸出。

2 雙入多出開關電源工作原理

本文介紹的開關電源共4個模塊：供電輸入模塊，變壓器模塊，整流穩壓模塊。輸入為220V市電或400V高壓直流電，輸出+5V，-5V，+18V， +15V，-15V，共5種電壓值，7路輸出。

2.1 供電輸入模塊

我們可將供電輸入模塊一路輸入端設為220V的工頻交流電。D1，D2，D3，D4，構成整流電路，再通過C1及C2濾波電容，輸出310V直流電壓。二路最大輸入為400V高壓直流電。保險管F1起過流保護作用，當電流超過5A，保險管斷開，系統停止工作，保護電路及人身安全。

2.2 變壓器模塊

變壓器模塊是利用高頻耦合變壓器將高頻交變開關脈沖傳遞到副邊，再通過副邊電路輸出要求的穩定直流電壓。本系統中采用的反激式變壓器具有以下作用：

（1）將原邊電壓轉化為所需電壓輸出；

（2）增加多個副邊繞組，提供多路輸出；

（3）變壓器隔離，保障了系統與使用者的安全。

系統上電后，芯片輸出驅動MOS管導通時，變壓器原邊電壓上正下負，當驅動脈沖為低電平，Q1截止，啟動狀態電壓消失后，反激式變壓器釋放能量，原邊電勢為上負下正。在能量釋放過程中，反激式變壓器輔助繞組，即引腳1和2，產生感應脈沖，經二極管D7進行半波整流，然后通過C26、C27 濾波，在啟動后向UC3842供電，D5，C11，R3及C21，D6，R4 與原邊繞組構成初級漏感吸收回路，吸收變壓器放能時的漏感，防止瞬間電流過大燒壞變壓器。

2.3 整流穩壓模塊

本系統的兩路輸出整流穩壓模塊。開關管關斷時，副邊回路導通，電壓通過二極管D8，D9與電容C3，C7形成的半波整流電路，后接電解電容C5，C8 濾波，然后通過穩壓芯片LM7818CT與LM7905CT，得到輸出+18V，-5V。模塊中C4、C6、C9、C10 更好的濾除諧波，保證電壓穩定。

其余5路輸出與上述原理相同，在此不作介紹。

3 結語

本文介紹了基于UC3842的具有直流、交流兩種模式輸入，七路直流電壓輸出的反激式開關電源。其利用脈寬調制技術得到的電壓輸出安全穩定，易于控制，且成本低廉，能夠廣泛應用于各種設備和復雜實驗。

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